SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
4. SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
Princíp spínaného reluktančného motora (SRM) bol objavený roku 1838, ale
nemohol byť realizovaný v plnom výkone až do čias, kedy nastal rýchly rozvoj
výkonovej elektroniky. V 60-tych rokoch rozvoj uvedených oblastí umožnil zlepšiť SRM
jeho vlastnosti na úroveň, ktorú možno porovnať s jednoduchými striedavými,
jednosmernými alebo bezkefovými pohonmi. Je ťažké s určitosťou povedať, kedy vznikol
pojem „spínaný reluktančný“, ale jedna z prvých citácií je v Nasarovi (1969), ktorý použil
tento pojem vo vzťahu k diskovému motoru, ktorý používa spínaný jednosmerný prúd.
Profesor P.J. Lawrenson (1980) bol vari prvý, ktorý prevzal tento výraz vo vzťahu k
motoru s radiálnou vzduchovou medzerou [1].
SRM má veľmi jednoduchú konštrukciu. Rotor aj stator majú vyjadrené póly a sú
vrstvené. Má veľmi jednoduché vinutie na statore. Rotor je bez vinutia a bez magnetov a
celý vyvíjaný moment je reluktančný. Existujú dva rozdiely, ktoré odlišujú SRM od
hociktorého iného motora s premenlivou reluktanciou. Prvý rozdiel je ten, že uhol
vedenia fázového prúdu je riadený a synchronizovaný s polohou rotora, čo sa obvykle
uskutoční pomocou snímača polohy rotora. V tomto smere je SRM presne taký, ako
bezkefový jednosmerný motor s permanentnými magnetmi (BJPM) (pozri kap. 6.), ale
odlišuje sa od krokového motora, ktorý býva obyčajne napájaný obdĺžnikovým fázovým
prúdom bez spätnej väzby o polohe rotora. Druhý rozdiel je ten, že SRM je konštruovaný
pre vysokú účinnosť premeny výkonu pri vysokých rýchlostiach, čo je porovnateľné s
BJPM. Krokový motor na rozdiel od toho je obyčajne konštruovaný ako momentový
motor s obmedzeným rozsahom rýchlosti. Hoci sa zdá, že to nie je podstatný rozdiel,
vedie to k základným rozdielom v geometrii, výkonovej elektronike a riadení.
SRM je viac ako len vysokorýchlostný krokový motor. Jeho vlastnosti, ako aj jeho
nízka výrobná cena ho robia konkurencieschopným pre striedavé a jednosmerné pohony.
Jeho výhody možno zhrnúť do nasledovných bodov:
1. Rotor je jednoduchý a vyžaduje málo výrobných krokov. Obvykle má malý moment
zotrvačnosti.
2. Stator je jednoducho vinutý, čelá sú krátke a fázy sa nekrižujú.
3. Vo väčšine aplikácií sú straty prevažne na statore, ktorý sa pomerne dobre chladí.
4. Pretože nemá žiadne magnety, maximálna teplota rotora môže byť vyššia, ako u
motorov s PM.
5. Moment nie je závislý od polarity fázového prúdu. Pre určité aplikácie tento fakt
umožňuje znížiť počet spínacích polovodičových prvkov, ktoré sú potrebné na
riadenie.
125
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
Záberový moment môže byť veľmi vysoký bez problémov, spojených s veľkým
záberovým prúdom, ako to býva napríklad u indukčných motorov pri veľkých
sklzoch.
7. Pracuje aj s veľmi vysokými rýchlosťami.
8. Charakteristika M = f( ) sa môže prispôsobiť požiadavkám aplikácie ľahšie ako u
indukčných motorov alebo motorov s PM.
Pretože v SRM nie je žiadny stály magnetický tok vytváraný magnetmi, maximálna
rýchlosť pri konštantnom výkone nie je tak obmedzovaná napätím regulátora ako u
motorov s PM. Ale fakt, že nemá budenie PM, kladie ťarchu celého budenia na statorové
vinutie a regulátor, čo značne zvyšuje straty v medi. Najmä u malých motorov je to veľká
nevýhoda, ktorá obmedzuje účinnosť a moment motora.
SRM má tiež niekoľko nevýhod: Princíp vzniku momentu je pulzačný, čo vedie k
zvlneniu momentu a môže tak prispievať k akustickému hluku. V malej oblasti rozsahu
rýchlosti je možné znížiť pulzácie momentu na menej ako 10 % efektívnej hodnoty, čo
môžeme porovnať s úrovňou, ktorá je dosiahnuteľná u indukčných a iných BJPM
pohonov. Avšak prakticky nie je možné udržať túto úroveň vyhladeného momentu v
širokom rozsahu rýchlosti. Našťastie je ľahšie dosiahnuť vyhladený moment pri nízkych
rýchlostiach, kde väčšina záťaží je citlivá na účinky pulzovania momentu. Akustický hluk
môže byť veľmi silný u veľkých strojov, kde sú použité veľmi vysoké spínacie frekvencie.
Aj napriek tomu, že sa v malých motoroch snažíme minimalizovať spínací hluk, ostáva
charakteristický zvuk, ktorý je podobný „klopavému“ zvuku spaľovacieho motora pri
voľnobehu. Pri veľkej záťaži prechádza do „bručania“, ktoré môže byť veľmi obtiažne
odstrániť. Úroveň tohto hluku je veľmi citlivá na veľkosť motora a býva omnoho menšia
u malých motorov. Taktiež závisí od mechanickej konštrukcie a presnosti spínacích uhlov.
Aj pulzovanie momentu je citlivé na tieto faktory. Hoci konštrukcia je veľmi jednoduchá,
je potrebná elektrická a mechanická presnosť na to, aby sa motor udržal v prevádzke
tichý, čo veľmi zvyšuje jeho cenu. Ďalší aspekt pulzovania momentu je ten, že zvlnenie
prúdu pri jednosmernom napájaní býva veľké a vyžaduje veľkú kapacitu filtra.
SRM používa princíp znásobenia vnútorného momentu podobne ako u krokových
motorov, ktorý sa dosiahne pri nižšej rotorovej rýchlosti ako je tá, ktorá zodpovedá stroju
s točivým poľom s tým istým počtom fáz a pólov. Bez tohto znásobenia by bol moment na
jednotku objemu oveľa menší, ako u indukčných motorov. Vyžaduje to však podstatné
zvýšenie komutačnej frekvencie, ktoré môže viesť k vyšším stratám v železe a spínacím
stratám meniča. Tento jav je vykompenzovaný menším objemom železa ako u
porovnateľného striedavého motora a tiež faktom, že v niektorých častiach železa je
magnetický tok jednosmerný, čo pomáha obmedziť hysterézne straty. Znásobenie
vnútorného momentu kompenzuje pomerne slabé využitie zdanlivého výkonu meniča a
vracia späť na porovnateľnú úroveň účinník a moment pri tej istej spínacej frekvencii. Pre
6.
126
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
optimálne vlastnosti musí byť vzduchová medzera taká istá ako u indukčných motorov s
porovnateľným priemerom, alebo trochu menšia.
Dlhé úzke póly vytvárajú najlepší konštrukčný tvar tým, že znižujú účinky
indukčnosti a odporu čiel vinutia. Ale to má taktiež vplyv na zníženie toku a indukčnosti v
SRM. Preto SRM vyžaduje viac závitov tenšieho prierezu ako striedavý motor vinutý pre
to isté napätie. V mnohých pohonoch so širokým rozsahom rýchlosti sa vyžaduje nižší
pracovný cyklus v spínaní napájacieho napätia. Ak je spínacia frekvencia vysoká, potom
sa nevyhnutne vyžaduje špeciálna technika vysokofrekvenčných pulzov a veľmi rýchle
výkonové spínače a diódy.
Väčší dôraz sa kladie na porovnanie výstupného výkonu a účinnosti SRM s inými
druhmi pohonov. Avšak je nemožné urobiť kompletné všeobecné uzávery o podobných
vlastnostiach, pretože tu vystupuje príliš veľa premenlivých parametrov. Prekvapením je,
že v literatúre existuje málo detailných porovnaní. Pri väčších rozmeroch SRM sa zistilo,
že ak sa všetky hľadiská vlastností dajú na rovnakú úroveň, SRM nie je menší ako
indukčný motor konštruovaný na tie isté technické podmienky. Pri malých rozmeroch
merný výkon a z toho vyplývajúca účinnosť oboch týchto motorov sa znižuje a ani jeden z
nich nedosahuje vlastnosti BJPM motora. SRM sa nemôže rozbiehať, alebo pracovať zo
striedavého zdroja a obyčajne nie je možné napájať viac ako jeden motor z jedného
meniča. Obyčajne je nevyhnutné použiť snímač polohy rotora na komutáciu a spätnú
väzbu rýchlosti a polohy. V súčasnej dobe sa robia pokusy na ich odstránenie, ale môže to
byť na úkor vlastností alebo komplexnosti riadenia.
SRM obyčajne potrebuje viac prívodných vodičov ako indukčný motor. Na
trojfázový motor potrebujeme minimálne štyri, ale častejšie šesť vodičov, nepočítajúc
vodiče na snímač polohy.
4.1. PRINCÍP ČINNOSTI A TVORBA MOMENTU SRM
Každý statorový zub má budiace vinutie navinuté priamo na ňom a nazýva sa pól.
Tu treba pripomenúť, podobne ako v kapitole 3, že pojem pólu u reluktančného stroja
vyjadruje len fyzický pól. Protiľahlé póly sú spojené do série alebo paralelne, aby
vytvárali S-J pólový pár - fázu. V nasledujúcom texte budeme používať označenie SRM
Ns / Nr, napr. 6/4, 8/6 atď., pričom prvé číslo udáva počet statorových zubov Ns a druhé
číslo počet rotorových zubov Nr. Vo všeobecnosti medzi nimi platí vzťah Nr = Ns-( Ns /m),
kde m je počet fáz.
127
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
a) súosová poloha
b) nesúosová poloha
c) poloha čiastočného prekrytia
Obr. 4.1. Poloha rotora SRM
4.1.1. Súosová poloha
Ak sa os pólu statora a os pólu rotora prekrývajú, znamená to, že daná fáza je
v súosovej polohe ako je uvedené na obr. 4.1a. Ak v tejto súosovej polohe budíme danú
fázu prúdom, tak rotor nevyvíja žiadny moment, pretože je v polohe maximálnej
indukčnosti Lmax a najmenšej reluktancie. Ak vychýlime rotor zo súosovej polohy na jednu
alebo na druhú stranu ako je napr. na obr. 4.1c a fáza ostane budená prúdom, tak začne
vytvárať moment, ktorý sa snaží vtiahnuť rotor do súosovej polohy. V terminológii
krokových motorov sa táto poloha nazýva „rovnovážna poloha“.
V súosovej polohe je indukčnosť maximálna, pretože magnetická reluktancia
cesty kadiaľ sa uzatvára magnetický tok je najkratšia. Pri nízkych hodnotách prúdu
najväčší magnetický odpor predstavuje vzduchová medzera, ale aj dlhšie cesty
magnetického toku cez statorové a rotorové jarmo môžu zapríčiniť zníženie maximálnej
indukčnosti Lmax.
V súosovej polohe je cesta, kadiaľ sa uzatvára magnetický tok citlivá na
nasýtenie hlavne v jarme statora a rotora. Prúd, pri ktorom sa začína prejavovať nasýtenie,
môžeme odhadnúť, ak prierez, kadiaľ sa uzatvára magnetický tok je rovnaký. To
znamená, že radiálna šírka jarma statora je ekvivalentná polovici šírky statorového pólu a
taktiež aj rotorového pólu. (Môžeme povedať, že magnetický obvod, kadiaľ sa uzatvára
magnetický tok má rovnaký prierez v statore aj v rotore.) Ak predpokladáme, že hodnota
magnetickej indukcie, pri ktorej sa začne feromagnetický obvod nasycovať je Bs, tak
potrebujeme na to určitý počet ampérzávitov na pól, aby vytvoril túto indukciu vo
vzduchovej medzere a môžeme to vyjadriť vzťahom:
N p is 
Bs
0

(4.1)
128
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
kde Np je počet závitov na pól a  je veľkosť vzduchovej medzery.
4.1.2. Nesúosová poloha
Ak je os, ktorá prechádza stredom medzi dvoma rotorovými pólmi súosová
s osou pólov statora budenej fázy, hovoríme, že daná fáza je v nesúosovej polohe, ako
môžeme vidieť na obr. 4.1b. Ak prechádza danou fázou prúd, tak v tejto polohe sa
nevytvára žiadny moment. Ak vychýlime rotor z nesúosovej polohy na jednu alebo druhú
stranu, ako je napr. na obr. 4.1c, tak sa začne vytvárať moment, ktorý má tendenciu
vtiahnuť rotor do najbližšej súosovej polohy. Nesúosová poloha je jedna z polôh
nestability SRM. V nesúosovej polohe je indukčnosť danej fázy minimálna Lmin, pretože
magnetická reluktancia ciest, kadiaľ sa uzatvára tok je najdlhšia, ako dôsledok
maximálnej vzduchovej medzery medzi statorom a rotorom. Reluktancia vzduchovej
medzery je omnoho väčšia, ako je reluktancia ostatných feromagnetických častí statora a
rotora, hoci cesta magnetického toku cez ne je oveľa dlhšia. Nesúosová poloha nie je
citlivá na nasýtenie ako súosová poloha. Prúd, pri ktorom sa začne prejavovať nasýtenie
môžeme určiť nasledovne. Predpokladajme, že Lmax0 je nenasýtená indukčnosť v súosovej
polohe (sklon krivky  = f(i) je v lineárnej oblasti, obr. 4.2). Predpokladajme, že Lmin0 je
nenasýtená indukčnosť v nesúosovej polohe a definujme indukčný pomer  = Lmax0 / Lmin0.
Ďalej predpokladajme, že prierez feromagnetických častí stroja kadiaľ sa uzatvára
magnetický tok je rovnaký. Potrebný počet ampérzávitov na pól, aby sa vytvorila
maximálna magnetická indukcia Bs v statorovom jarme je Npis. Nasýtenie v nesúosovej
polohe nie je také výrazné ako v súosovej polohe, pretože rozptylový tok je oveľa väčší
v nesúosovej polohe. Tieto dve krivky  = f(i) pre súosovú aj nesúosovú polohu
konvergujú pri vysokých hodnotách prúdu, ale sa nemôžu nikdy pretnúť.
4.1.3. Poloha čiastočného prekrytia
Ak sa póly rotora nachádzajú medzi súosovou a nesúosovou polohou danej fázy,
tak hovoríme, že rotor je v polohe čiastočného prekrytia, obr. 4.1c. Táto poloha nie je iba
jedna, ale je ich viac. Hoci môže nastať prípad, že rotor sa nenachádza v súosovej ani
v nesúosovej polohe a jeho póly nie sú ani čiastočne prekryté s pólmi statora, nazývame ju
polohou čiastočného prekrytia. Pre každú z nich existuje krivka  = f(i) a taktiež
indukčnosť, ktorá sa mení s polohou rotora a tiež s veľkosťou fázového prúdu. Čím bude
prekrytie rotorových a statorových pólov väčšie pre danú fázu (obr. 4.2a), tým viac sa
bude prejavovať nasýtenie na  = f(i) krivkách, obr. 4.2b.
129
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
súosová poloha
1
3
2
4
nesúosová poloha
a)

súosová poloha
1
2
3
4
nesúosová poloha
i
b)
Obr. 4.2. Diagram kriviek  = f(i)
130
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
4.1.4. Okamţitá hodnota moment
Ak prechádza prúd niektorou fázou SRM je samozrejmé, že vznikne moment v
takom smere ako je smer narastajúcej indukčnosti a má tendenciu zoradiť póly budenej
fázy statora s pólmi rotora do polohy najmenšej reluktancie t. j. indukčnosť danej fázy je
maximálna. Ak je rotorový a statorový pólový oblúk rovnako široký, tak maximálna
indukčnosť bude iba jedna hodnota. Na obr. 4.3 vidíme, že maximálna indukčnosť je
konštantná určitý interval, pretože statorový a rotorový pólový oblúk nie sú rovnako
široké, takže interval konštantnej indukčnosti je daný rozdielom veľkosti pólových
oblúkov rotora a statora. Smer prúdu nie je dôležitý, ak predpokladáme, že vo
feromagnetickom obvode nezostal žiadny remanentný magnetizmus. Jeho smer závisí len
od znamienka dL/d, pričom dL je zmena fázovej indukčnosti a d je zmena polohy
rotora. Keď sa rotorové póly približujú k súosovej polohe, znamienko je kladné a takisto
vytváraný moment je kladný (motorický režim) bez ohľadu na smer prúdu. Keď rotorové
póly opúšťajú súosovú polohu a približujú sa do nesúosovej, moment je záporný (brzdný
alebo generátorický stav) bez ohľadu na smer prúdu (obr. 4.3). Ideálny priebeh prúdu pre
motorický stav má priebeh obdĺžnikového tvaru, ktorý je zhodný so stúpajúcou
indukčnosťou. Podobne, ideálny brzdný prúd má priebeh obdĺžnikového tvaru, ktorý sa
zhoduje s klesajúcou indukčnosťou.
stator
rotor
Lmax
indukčnosť L
Lmin
x
x
y

motorický
moment
y
generátorický
moment

a) Idealizovaný priebeh
131
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
Priebeh L = f( ) pre
rôzne hodnoty I
stator
rotor
Lmax
L
I1
I2 >I
I3 >I
1
2
Lmin
x
3
y

I1
motorický
moment
I2 >I
I3 >I
1
2
x
I4 >I
y
I4 >I
3
generátorický
moment

b) Reálny priebeh
Obr. 4.3. Priebeh indukčnosti a momentu v závislosti od polohy rotora
Z toho vyplýva, že prúd musí byť spínaný v synchronizme s polohou rotora. Inými
slovami, SRM je stroj, ktorý je spínaný podľa polohy hriadeľa, podobne ako obdĺžnikovo
napájané BJPM motory (pozri kap. 6). Aby sa vytváral moment vo všetkých polohách
rotora pozdĺž celých 360°, musí byť „pokrytý“ úsekmi narastajúcej indukčnosti od
ostatných fáz a fázové prúdy musia byť spínané v takej následnosti, aby súhlasili
s úsekom narastajúcej indukčnosti.
Uvažujme najjednoduchší SRM na obr. 4.4a [1]. Keď je fáza budená
pretekajúcim prúdom, rotor je v polohe  a má tendenciu zaujať súosovú polohu so
statorom. Všeobecný vzťah pre výpočet momentu, ktorý je vytváraný jednou fázou
v ktorejkoľvek polohe rotora je
 W ' 
M 

   ikonšt
(4.2)
kde W’ je koenergia.
V ktorejkoľvek polohe rotora  je koenergia rovná ploche pod krivkou  = f(i) ako to
môžeme vidieť na obr. 4.4b alebo ju môžeme vyjadriť ako integrál:
i1

W '  di
(4.3)
0
132
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR

r

i
energia magnetického
poľa Wf
krivka  =f(i) pre
polohu rotora 
1
koenergia W’
i1
s
a) Jednoduchý SRM
i
b) Grafická interpretácia koenergie
Obr. 4.4. Rozloženie energie v jednoduchom SRM
Na základe vzťahov (4.2) a (4.3) môžeme graficky interpretovať okamžitý moment na
obr. 4.5.

B
C

D
A
Wm
0
i
Obr. 4.5. Grafická interpretácia výpočtu okamžitého momentu
Je to mechanická práca Wm vyvinutá pri konštantnom prúde i, keď sa rotor pootočil o
veľmi malý uhol . Konštantný prúd zaručí, že počas tohto pootočenia rotora je
vykonaná mechanická práca rovná zmene koenergie a dokážeme to nasledovne: počas
133
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
pootočenia rotora  z bodu A do bodu B na obr. 4.5 pri konštantnom prúde je zmena
energie dodaná zo zdroja
We = ABCD
(4.4)
Zmena energie magnetického poľa je
Wf = 0BC – 0AD
(4.5)
a teda vykonaná mechanická práca bude (na základe predpokladu, že W’=Wm) podľa
vzťahu (4.2)
Wm = M
= We - Wf
= ABCD – (0BC - 0AD)
= (ABCD + 0AD) – 0BC
= 0AB
(4.6)
Pri tomto odvodení sme vychádzali z princípu premeny energie vo
feromagnetických obvodoch so vzduchovou medzerou ako je to popísané v kapitole 1.3,
pretože SRM predstavuje konštrukčne podobný feromagnetický obvod.
Nie celá energia vstupujúca zo zdroja do SRM je premenená na mechanickú prácu. Časť
z nej je energia magnetického poľa. Táto energia nezostane bez úžitku, ale neuplatní sa pri
premene energie počas pohybu z bodu A do B. Toto je dôležitý jav pri navrhovaní
meničov a kapacitných filtrov. Tento jav je podobný prevádzke striedavých motorov
s kapacitným účinníkom.
Na obr. 4.6 môžeme vidieť „ideálne nasýtené“ krivky  = f(i) s nekonečnou
nenasýtenou súosovou indukčnosťou. Zmena energie magnetického poľa počas pohybu
rotora je zanedbateľná. V tomto ideálnom prípade celá energia vstupujúca zo zdroja do
motora sa môže okamžite premeniť na mechanickú prácu. Ak je fázový prúd konštantný,
spriahnutý tok s vinutím danej fázy SRM má trojuholníkový tvar, ak sa rotor otáča
konštantnou rýchlosťou a indukované napätie je stúpajúce s obdĺžnikovým priebehom.
134
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR

súosová poloha

nesúosová
poloha
i
i
Obr. 4.6. Ideálne nasýtené krivky  = f(i)
Obr. 4.7. Krivky  = f(i) v nenasýtenom
SRM
V reálnom SRM súosová indukčnosť nie je nekonečná a krivky  = f(i) nebudú
nikdy ideálne, pretože závislosť spriahnutého toku  od prúdu i pri rôznej polohe rotora
sa mení nelineárne, t. j. uvažujeme sýtenie feromagnetického obvodu, (obr. 4.2). Na
obr.4.3b vidíme priebehy indukčnosti a momentu pri uvažovaní sýtenia. Prúd je
udržiavaný na konštantnej hodnote I1 počas otáčania rotora. Ak prúd zvýšime na hodnotu
I2>I1, tak sa indukčnosť pred zoradenou polohou začne znižovať, čo je dané
magnetizačnou charakteristikou použitých plechov statora a rotora.
Ak sa chceme priblížiť k ideálne nasýteným krivkám, tak na výrobu feromagnetického
obvodu použijeme materiál kobalt – železo a veľmi malú vzduchovú medzeru. V návrhu
SRM požadujeme, aby indukčný pomer bol maximalizovaný a rovný najmenej 10.
Prakticky je to možné uskutočniť v motoroch s nízkym počtom pólov a malou
vzduchovou medzerou.
4.1.5. Špeciálny prípad nenasýteného SRM
V motore bez magnetického nasýtenia by mohli byť charakteristiky  = f(i)
priamky, ako je na obr. 4.7. V ktorejkoľvek polohe je energia magnetického poľa Wf
rovná koenergii W’ ak predpokladáme, že  = Li:
W f  W' 
1 2
Li
2
(4.7)
V tomto prípade môžeme vyjadriť moment z nasledovného vzťahu, ak predpokladáme, že
135
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
vzájomné indukčnosti medzi jednotlivými fázami sú zanedbateľné
M
1 2 dL
i
2 d
(4.8)
Nárast indukčnosti začína v x a končí v y, ako je to uvedené na obr. 4.3a. Priebeh
indukčnosti je lineárny. Závisí iba od polohy rotora a nezávisí od veľkosti prúdu. Moment
je konštantný, ak udržiavame konštantný prúd.
4.1.6. Stredná hodnota momentu
Podobným spôsobom ako sme odvodili okamžitú hodnotu momentu v kapitole
4.1.4, môžeme odvodiť strednú hodnotu momentu SRM, ak je motor napájaný z
jednoduchého meničového obvodu, ktorý je zobrazený na obr. 4.9 a je vykonaný jeden
celý pracovný cyklus, to znamená, že rotor sa vychýli z nesúosovej polohy do súosovej pri
konštantnom prúde i. Strednú hodnotu momentu SRM môžeme potom vyjadriť
prostredníctvom plochy z diagramov premeny energie  = f(i). Môžeme to vidieť v troch
stavoch na obr. 4.8 [15].
Predpokladajme, že motor sa otáča konštantnou rýchlosťou a jedna fáza je napájaná
svorkovým napätím alebo napätím z meniča v nesúosovej polohe. Spriahnutý magnetický
tok  narastá podľa nasledovného vzťahu:
   ( U s  Ri )dt 

1

U s  Ri d
(4.9)

súosová
poloha
súosová
poloha
C
C
Wd
WfC
Wmt
0
Wmd
nesúosová
poloha
i
0
Obr. 4.8. a) Režim vedenia tranzistorov
zodpovedajúci obr. 4.9a
nesúosová
poloha
i
Obr. 4.8. b) Režim vedenia diód
zodpovedajúci obr. 4.9c
136
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR

súosová
poloha
C
R
nesúosová
poloha
W
i
0
Obr. 4.8. c) Celá slučka premeny energie
Ak je napájacie napätie Us konštantné a odpor fázy R je malý, potom sa  zvyšuje
lineárne s polohou rotora. Prúd sa tiež najskôr zvyšuje lineárne, pokiaľ prevláda
indukčnosť, ktorá je takmer konštantná, okolí nesúosovej polohy.
Keď sa však začnú póly prekrývať, indukčnosť aktívnej fázy sa zvyšuje a narastá
indukované napätie, čo zapríčiní spomalenie nárastu prúdu. Geometrické miesto
prevádzkového bodu sa pohybuje na diagrame  = f(i) (obr. 4.8a) medzi bodmi 0 a C.
Pretože prúd aj poloha sa menia, tak v diagrame  = f(i) sa pohybujeme po jednotlivých
krivkách toku a tým je dané aj ohraničenie mechanickej energie v režime vedenia
tranzistorov a tiež aj diód (obr. 4.8a, 4.8b). V bode C je fáza komutovaná. Svorkové
napätie je reverzované a prúd sa uzatvára cez diódy (obr. 4.9c). Na obr. 4.8a môžeme
vidieť krivky  = f(i) pre súosovú polohu, nesúosovú polohu a krivku pre komutačný
bod C.
T1
T1
D1
Us
T1
D1
D1
i
i
i
R,L
R,L
R,L
T2
D2
a) tranzistorový režim
D2
T2
b)tranzistorovo-diódový režim
Obr. 4.9. Meničový obvod SRM
137
D2
T2
c) diódový režim
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
V bode C je naakumulovaná energia zo zdroja úmerná ploche Wmt + WfC, pričom
Wmt je mechanická energia v režime vedenia tranzistorov a WfC je energia magnetického
poľa v bode komutácie C. Takže energia premenená na mechanickú prácu medzi bodmi 0
a C je Wmt. Ako je vidieť z obr. 4.9a, tento stav zodpovedá perióde, keď vedú tranzistory.
Z obr. 4.8a môžeme vidieť, že približne polovica vstupnej energie zo zdroja sa premenila
na mechanickú prácu a polovicu tvorí energia magnetického poľa. Po komutácii (obr.
4.8b) je svorkové napätie reverzované a energia Wd je vrátená do zdroja cez diódy (obr.
4.9c). V bode 0 je prúd aj tok nulový, to znamená, že aj energia magnetického poľa bude
nulová. Mechanická práca vykonaná medzi bodmi C a 0 je úmerná Wmd = WfC – Wd.
Môžeme podotknúť, že na obr. 4.8b je to menej ako polovica WfC.
Predpokladajme podľa [15], že vstupná dodaná energia zo zdroja, alebo meniča,
počas vedenia tranzistorov (obr. 4.8a) medzi bodmi 0 a C je Wmt + WfC = 10J. V bode C
bolo 5J premenených na mechanickú prácu a 5J tvorí energiu magnetického poľa. Počas
vedenia diód (obr. 4.8b), medzi bodmi C a 0, je energia Wd = 3,5J vrátená do zdroja a
energia Wmd = 1,5J premenená na mechanickú prácu. Môžeme povedať, že celková
mechanická práca je Wm = Wmt + Wmd = 5+1,5 = 6,5J alebo 65 % z pôvodnej energie
dodanej z meniča. Energia vrátená do zdroja je Wd= 3,5 J alebo 35 % v každom
pracovnom cykle.
Celý pracovný cyklus premeny energie môžeme vidieť na obr. 4.8c, v ktorom sú spojené
stavy na obr. 4.8a a 4.8b. Energia, ktorá bola premenená na mechanickú prácu, zodpovedá
ploche W, zatiaľ čo energia vrátená do zdroja zodpovedá ploche R = Wd. Pôvodná energia
dodaná z meniča je W+R. Prof. Lawrenson podľa [15] zavádza vzťah tzv. energetického
pomeru E, ktorý charakterizuje pomer energie W premenenej na mechanickú prácu a
celkovej dodanej energie z meniča alebo zo zdroja:
E
W
W R
(4.10)
Energetický pomer je analogický účinníku v striedavých strojoch. Je to však
všeobecný prístup a môže byť použitý na analýzu toku energie aj v striedavých strojoch.
Stredný moment môžeme teraz určiť z počtu slučiek premeny energie, ktoré pripadajú na
jednu mechanickú otáčku, to znamená, z počtu pracovných cyklov na otáčku a energie,
ktorá sa premenila na mechanickú prácu počas jedného pracovného cyklu. Počas jednej
otáčky pracujú všetky rotorové zuby Nr všetkých fáz. Počet pracovných cyklov na jednu
otáčku je mNr a potom môžeme vyjadriť strednú hodnotu momentu ako:
M str 
mN r
W
2
(4.11)
138
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
Táto teória predpokladá, že slučky premeny energie sú rovnaké vo všetkých fázach.
V skutočnosti však môže byť určitý vzájomný vzťah medzi fázami, čo zapríčiní, že slučky
premeny energie nemusia byť rovnaké pre všetky fázy. Môže to byť spôsobené
asymetriou a excentricitou geometrie stroja pri výrobe. Tieto nepresnosti sú však veľmi
malé a môžeme ich zanedbať.
4.2. KONŠTRUKCIA A POJMY SRM
4.2.1. Definície
Teraz si uvedieme niekoľko definícií, ktoré sa používajú v terminológii SRM:
Súmerný SRM je taký, ktorý má rotorové aj statorové póly symetrické voči stredu
rotora a rovnomerne rozložené po obvode statora a rotora. Nesúmerný SRM je ten, ktorý
nie je súmerný. Príklady oboch typov motorov môžeme vidieť na obr. 4.10a (súmerný) a
na obr. 4.10b (nesúmerný).
Momentová oblasť je uhol, keď jedna fáza vytvára nenulový moment. V súmernom
motore je táto oblasť  / Nr. V tejto oblasti nie je celý moment „užitočný“ a môže byť
v určitých polohách takmer nulový.
Efektívna momentová oblasť je uhol, keď jedna fáza vytvára užitočný moment
porovnateľný s menovitým momentom. Táto efektívna oblasť je porovnateľná s menším
pólovým oblúkom dvoch prekrývajúcich sa pólov. Ak predpokladáme, že menší pólový
oblúk je statorový ako je to ukázané na obr. 4.1, tak potom efektívna momentová oblasť
sa rovná statorovému pólovému oblúku s.
Uhol momentového impulzu (záber, pracovný cyklus) je uhol, o ktorý sa rotor
pootočí zo súosovej polohy jednej fázy, ktorá už nie je budená, ale je budená nasledovná
fáza a môže byť vyjadrený ako:

2
mN r
(4.12)
Uhol momentového impulzu je totožný s uhlom kroku u krokových motorov (viď kap.
3.1), ale v terminológii SRM sa výraz uhol kroku nepoužíva, pretože nevystihuje podstatu
princípu činnosti ako u krokových motorov.
Pomerné prekrytie  je definované ako pomer momentovej oblasti k uhlu
momentového impulzu . To znamená, že  = m/2. Tento pomer musí byť rovný
minimálne 1, aby bol súmerný motor schopný vytvárať moment vo všetkých polohách
rotora. V praxi však hodnota 1 nestačí, pretože jedna fáza nikdy nemôže vytvárať
139
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
menovitý moment pozdĺž celej momentovej oblasti. Jednofázový a dvojfázový motor
tvoria výnimku a budú popísané ďalej.
Efektívne pomerné prekrytie E je definované ako pomer efektívnej momentovej
oblasti k uhlu momentového impulzu . Pre súmerný motor s s < r je tento pomer
približne rovný s/ napr. na obr. 4.1 je E = 30o /30o = 1. Alebo E = r/, ak r < s.
Musíme však poznamenať, že E < . Hodnota E rovná najmenej 1 je nevyhnutná na
zabezpečenie dobrého rozbehového momentu zo všetkých polôh rotora, ak vedie iba jedna
fáza. Môžeme povedať, že čím je E vyššie ako 1, tak zvlnenie momentu je menšie a
naopak, ak E menšie ako 1, zvlnenie momentu je väčšie.
Rotorový pólový rozstup p, ktorý môže byť vyjadrený v stupňoch alebo radiánoch
(obr.4.14) a je definovaný nasledovne:
p 
2
Nr
(4.13)
1
2
4
3
a) Dvojfázový 4/2 SRM (súmerný)
b) Dvojfázový 4/2 SRM (nesúmerný)
Obr. 4.10. Dvojfázové 4/2 SRM
4.2.2.
Jednofázový SRM
Je z cenového hľadiska najlacnejší, pretože má iba jednu fázu. To znamená jeden
tranzistor, jednu diódu a počet cievok a vodičov je minimálny. Nevýhodou je, že
jednofázové motory majú problémy s rozbehom a počas chodu potrebujú dostatočný
moment zotrvačnosti na to, aby prekonali oblasti, kde sa moment nevytvára, pretože
140
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
jednofázový motor má  < 1. Preto nie je možné, aby takýto motor vytváral konštantný
moment počas jednej otáčky. Rozbeh nie je možný zabezpečiť samostatne, ale iba za
určitej pomoci. Jedna z metód rozbehu jednofázového motora je na obr. 4.11 [15].
V tomto prípade má rotor medzi pólmi umiestnené hliníkové alebo medené vodivé
vložky, ktoré sú elektricky asymetrické. Ak napájame určitým napätím fázu, tak sa
indukujú vo vložkách vírivé prúdy, ktoré spôsobia reakčný moment voči statorovým
pólom. Pretože vírivé prúdy zaniknú, neexistuje poloha, v ktorej by sa mohla udržať stála
rovnováha medzi reakčným momentom vírivých prúdov a normálnym
elektromagnetickým momentom. Výsledok je ten, že rozbehový impulz môžeme získať
v ľubovoľnej polohe rotora. Nevýhodou tejto techniky je potreba vodivých vložiek a
prídavné straty, ktoré sa v nich indukujú počas prevádzky.
Obr. 4.11. Jednofázový SRM s rozbehovými vložkami
4.2.3.
Dvojfázový SRM
Ak uvažujeme motor s m = 2,  = 1 a E < 1, tak zistíme, že je nepraktický, pretože
bude mať miesta, v ktorých sa nebude vytvárať dostatočný moment na rozbeh, iba ak by
sme zabezpečili rozbeh pomocným rozbehovým mechanizmom. Jednoduchý dvojfázový
motor môžeme vidieť na obr. 4.10a. Fázu 1 tvoria dve cievky na póloch 1 a 3, ktoré môžu
byť zapojené do série alebo paralelne a fázu 2 tvoria cievky na póloch 2 a 4. Hlavná cesta,
kadiaľ sa uzatvára magnetický tok je vyznačená čiarkovanou čiarou. V dvoch polohách
rotora je moment nulový. Jedenou z nich je súosová poloha fázy 1 na obr. 4.10a. Táto
poloha je zároveň nesúosovou polohou pre fázu 2. Druhou z nich bude súosová poloha
fázy 2, ktorá je zároveň nesúosovou polohou pre fázu 1. To znamená, že vznikne oblasť,
keď sa moment nebude vytvárať, respektíve bude veľmi malý (obr. 4.12a). Veľkosť tejto
oblasti je daná vzájomnou vzdialenosťou statorových pólov. Vzhľadom na to, že
141
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
dvojfázové SRM redukujú počet vodičov a spínacích prvkov voči viacfázovým motorom,
snažíme sa vylepšiť oblasť vytvárania momentu tak, že sa vyrobí nesúmerný 4-2 SRM
s odstupňovanou vzduchovou medzerou, ako je to na obr. 4.10b. Hoci sa zmenší indukčný
pomer súosovej indukčnosti Lmax voči nesúosovej indukčnosti Lmin, odstránia sa oblasti,
kde sa moment nebude vytvárať (obr. 4.12a) a moment v blízkosti nesúosovej polohy sa
zväčší. Prof. Byrne v [15] popisuje vo svojich prácach ďalší typ alebo formu nesúmerných
4/2 motorov. Tento typ môžeme vidieť na obr.4.12b.
súmerný SRM
L1
fáza 1
L2
fáza 2
oblasti, kde sa
nevytvára
mo ment
1
2
1
2
1
2
nesúmerný SRM
L1
fáza 1
fáza 2
L2
1
2
1
2
1
2
Obr. 4.12. a) Odstránenie oblastí, kde sa moment nevytvára nesúmerným SRM
Obr. 4.12. b) Nesúmerný 4/2 SRM
142
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
V tomto prípade je efekt podobný už spomenutej odstupňovanej vzduchovej medzere, ale
ešte s jedným rozdielom. Ten spočíva v tom, že sa snažíme získať ideálne nasýtenie
kriviek  = f(i) ako je ukázané na obr. 4.6 vplyvom zmenšenia aktívneho železa v rotore,
ktoré sa skôr nasýti.
Väčší priestor pre vinutie u dvojfázového motora umožňuje znížiť straty v medi a
väčšia aktívna plocha železných plechov zníži straty v železe a hlavne zabezpečí
dostatočnú mechanickú pevnosť, ktorá je dôležitá pri minimalizácii akustického hluku.
Dôležité je poznamenať aj to, že sa zníži komutačná frekvencia, čím sa tiež znížia straty
v železe. Taktiež sa zväčší aj indukčný pomer Lmax / Lmin, pretože v nesúosovej polohe
prevláda veľká vzduchová medzera.
4.2.4. Trojfázové SRM
Ak m = 3,  = 1,5 a E môže byť rovné 1, tak sa súmerné trojfázové SRM môžu
použiť aj na štvorkvadrantovú prevádzku. Na obr. 4.13 je jednoduchý trojfázový SRM
3/2, ktorý má šesť pracovných cyklov na jednu otáčku (mNr = 6). Na obr. 4.14 môžeme
vidieť trojfázový motor, ktorý má mNr =12 pracovných cyklov na jednu otáčku a  = 30o,
čo dáva E =s / = 1, ak s = 30o. Iný typ trojfázového motora vidíme na obr. 4.15 [15],
ktorý má 6/8 a v praxi je použitý ako pohon v plotri.
V súmerných trojfázových motoroch je vždy Nr = Ns - 2 ako napr. 6/4 SRM alebo
Nr = Ns + 2 ako je motor 6/8. Výhodou väčšieho počtu rotorových zubov Nr je menší ,
ktorý vedie k zmenšeniu zvlnenia momentu, ale naopak, nevýhodou je zmenšenie
indukčného pomeru, ktorý môže zvýšiť výkon meniča.
p
Obr. 4.13. Jednoduchý trojfázový 3/2 SRM
143
Obr. 4.14. Trojfázový 6/4 SRM
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
1
3
2
2
3
1
1
2
3
3
2
1
Obr. 4.15. Trojfázový 6/8 motor
Obr. 4.16. Trojfázový 12/8 motor
Na obr.4.16 môžeme vidieť trojfázový 12/8 motor, ktorý je vlastne efektívnejší 6/4
SRM vynásobený hodnotou dva. Má 24 pracovných cyklov na jednu otáčku s uhlom
momentového impulzu  = 15o,  =1,5 a E = 1. Môžeme udržať vysoký indukčný pomer,
konce vinutí sú kratšie, čo minimalizuje straty v medi. Magnetický tok sa uzatvára
kratšími cestami ako u 6/4, pretože 12/8 motor má štvorpólovú konfiguráciu. To znamená,
že na jednu fázu pripadajú štyri póly na ktorých sú cievky spojené do série alebo
paralelne.
A
B’
B
A’
C
C’
C’
C
A’
B
B’
Obr. 4.17. Trojfázový 12/10 SRM
s dvoma zubami na statorový pól
A
Obr. 4.18. Trojfázový 12/10 SRM so skrátenými
cestami magnetického toku
Na obr. 4.17 vidíme trojfázový 12/10 SRM s dvoma zubami na statorovom póle.
Tento druh motora má 30 pracovných cyklov na jednu otáčku a ak je s = 12o, tak
E = 1,08. Princíp je ten, že vytvára tzv. zdvojený kontakt medzi statorovými a rotorovými
144
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
pólmi, čo zdvojí pomer dL/d a tým sa zdvojnásobí aj moment. V praxi to znamená, že
zdvojené zuby vedú aj k zvýšeniu nesúosovej indukčnosti a tým zmenšujú indukčný
pomer.
Iný typ trojfázového SRM so skrátenými cestami magnetického toku vidíme na
obr. 4.18. Je to 12/10 SRM, v ktorom statorové póly sú spárované tak, že dva a dva
protiľahlé póly vytvárajú jednu fázu. Magnetický tok sa uzatvára dvoma nezávislými
cestami.
4.2.5. Štvorfázový SRM
Takýto typ súmerného 8/6 motora vidíme na obr. 4.19., ktorý má 24 pracovných
cyklov na jednu otáčku a uhol momentového impulzu  je 15o,  = 2.
Obr. 4.19. Štvorfázový 8/6 SRM
Ak uvažujeme, že s = 21o, tak E = 1,33, čo nám zabezpečí dobrý rozbehový
moment v ktorejkoľvek polohe rotora a zvlnenie momentu je menšie ako u trojfázového
motora (obr. 4.20). Táto konfigurácia SRM sa vyrába pod názvom OULTON motor (jeden
z prvých motorov, vyrobený touto firmou mal vzduchovú medzeru 0,3 mm, výkon 7,5 kW
a indukčný pomer 12) [15].
4.2.6. Viacfázový SRM
Jeden z dôvodov, prečo by sme mohli uvažovať vyšší počet fáz ako tri, je vidieť zo
vzťahu pre výpočet uhla momentového impulzu  SRM (4.12). Počet pracovných cyklov
na jednu otáčku sa môže zvýšiť bez toho, aby sa zvýšil počet pólov rotora. Toto nám
145
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
umožní zachovať vyšší indukčný pomer, pretože zvyšovaním počtu rotorových pólov sa
síce zvýši počet pracovných cyklov na jednu otáčku, ale zníži sa indukčný pomer. Z toho
vyplýva, že sa zmenší zvlnenie momentu a nezmení sa indukčný pomer. Na obr. 4.20 [15]
vidíme princíp zvlnenia momentu.
zvlnenie
mo mentu
trojfázový
SRM
120o
zvlnenie
mo mentu
štvorfázový
SRM
90o
päťfázový
SRM
zvlnenie
mo mentu
72o
Obr. 4.20. Priebehy momentu pre troj-, štor- a päťfázový SRM
A
E’
B
C
D’
D
C’
B’
E
A’
Obr. 4.21. Päťfázový 10/8 SRM
Priebehy momentu na tomto obrázku sú znázornené pre konštantný prúd, ktorý tečie vo
vodivej fáze v momentovej oblasti (/Nr). Toto nie je nevyhnutne najlepšia cesta ako
prevádzkovať motor, ale ilustruje problém zvlnenia momentu v trojfázovom motore,
v porovnaní so štvorfázovým a päťfázovým motorom. Ďalšia výhoda viacfázových SRM
je tiež v schopnosti prevádzkovania so zopnutými viacerými fázami súčasne. Napríklad
146
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
v päťfázovom motore môžu byť počas krátkeho času zopnuté až tri fázy súčasne ako
vidíme na obr.4.20. Na obr.4.21 vidíme päťfázový SRM so skrátenými cestami
magnetického toku. Pretože rotor má dva rôzne pólové rozstupy, môžeme uvažovať, že
rotor má iba štyri póly, a preto počet pracovných cyklov na jednu otáčku je mNr = 20.
Z tohoto dôvodu niektorí výrobcovia vyrábajú päťfázové motory s počtom pólov Ns/Nr
=10/4.
4.2.7. Pólové oblúky
Veľkosť pólových oblúkov rotora ßr a statora ßs (obr. 4.4) je určená mechanizmom
vytvárania momentu, ktorý má tendenciu póly zoradiť. Ak zanedbáme rozptyl
magnetického toku, nastane prekrytie medzi párom (alebo štvoricou) rotorových pólov a
párom (alebo štvoricou) pólov statora, ktoré sú budené. Uhol ß je uhol, pozdĺž ktorého sa
vytvára moment a je úmerný efektívnej momentovej oblasti. Aby sa vytváral moment
stále v tom istom smere počas celej otáčky (360°), uhol ß nesmie byť menší ako uhol
momentového impulzu . Inak vzniknú oblasti, v ktorých sa moment nebude tvoriť. Teda
ß>.
Aby sme získali najväčšiu možnú zmenu fázovej indukčnosti od Lmin po Lmax v
závislosti od polohy rotora, oblúk rotorového pólu musí byť väčší ako oblúk pólu statora.
To nás vedie k nasledovnej podmienke,
2
 r  s
Nr
(4.14)
ktorá zaručí, že v nesúosovej polohe nebude žiadne prekrytie medzi pólmi rotora a statora,
a preto bude indukčnosť veľmi nízka. Oblúk statorového pólu je vyrobený o málo menší
ako oblúk rotorového pólu. Toto nám dovoľuje o málo zväčšiť prierez vodičov
statorového vinutia a taktiež pomer indukčnosti v súosovej a nesúosovej polohe.
To, aké obmedzenia majú pólové oblúky je graficky znázornené na obr. 4.22, v
ktorom sú definované tzv. „prípustné trojuholníky“ (Lawrenson, 1980) [1], ktoré definujú
rozsah povolených kombinácií. Výber odlišných bodov z týchto trojuholníkov zmení
vlastnosti SRM. Na obr. 4.23 je znázornený prierez trojfázového SRM, ktorého
vyhotovenie zodpovedá vrcholom A,B a C na obr. 4.22a.
147
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
s[o]
80
s[o]
s+r=90o
40
60
B
40
20
C
s=r A
20
r[o]
0
20
40
s+r =45o
30
60
10
80
10
20
30
40
r[o]
a) trojfázový 6/4 SRM
b) trojfázový 12/8 SRM
Obr. 4.22. Obmedzenie pólových oblúkov “prípustné trojuholníky”
a) s = r = 30o
b) s = r = 45o
c) s = 30o, r = 60o
Obr. 4.23. Medzné konštrukcie SRM pre prípustný trojuholník na obr. 4.22a
Vyhotovenie na obr. 4.23b má pravdepodobne veľkú indukčnosť v nesúosovej polohe a
malý priestor na budiace vinutie. Vyhotovenie na obr. 4.23c má väčší priestor na vinutie,
ale indukčnosť v nesúosovej polohe má stále veľkú hodnotu. Vyhotovenie na obr. 4.23a
má veľkú plochu na budiace vinutie a aj vysoký pomer indukčností v súosovej a
nesúosovej polohe, ale zvlnenie momentu má väčšie ako v predchádzajúcich dvoch
vyhotoveniach.
Ak by sme si predstavili SRM rozvinutý v rovine, ako je na obr. 4.24, tak môžeme jasne
vidieť oblasť alebo zónu, v ktorej sa tvorí moment od stavu 2 až po stav 4. Efektívna
momentová oblasť je úmerná menšiemu z pólových oblúkov ako sme už spomínali
148
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
v definíciách. Ak sa posúva rotor na obr. 4.24 zľava doprava, moment sa začína vyvíjať
práve v polohe 2 až po polohu 4.
oblasť tvorby mo mentu
stator
rotor
1
3
2
4
Obr. 4.24. Oblasť tvorby momentu v rozvinutom SRM
4.3. DYNAMICKÁ PREVÁDZKA
4.3.1. Jednoimpulzová prevádzka
Magnetický tok v SRM nie je konštantný, ale sa mení v každom pracovnom
cykle z nulovej hodnoty. V motorickej prevádzke je rozbeh robený tak, že sa zistí, v akej
polohe sa nachádza rotor a nabudí sa tá fáza, v ktorej je narastajúca indukčnosť. Celý
proces je riadený spínaním svorkového napätia. Napätie môže byť kladné, záporné alebo
nulové.
Predpokladajme, že každá fáza je napájaná z obvodu, ktorý je znázornený na obr.
4.9a. Dvojica tranzistorov (T 1, T2) je zopnutá v uhle 0 a vypnutá v uhle C (obr. 4.25).
Jednoimpulzová prevádzka sa používa pri veľkých rýchlostiach rotora. Nazýva sa tak
preto, že tvar napätia a prúdu predstavuje jeden impulz. Na obr. 4.25 môžeme vidieť
priebehy napätia, spriahnutého toku, prúdu a idealizovanej indukčnosti. Ideálny priebeh
indukčnosti sme znázornili preto, aby sme videli, v ktorej polohe prichádza k spínaniu a
komutácii. Tvar prúdu je nakreslený pre tri reálne stavy:
1. Čiarkovaný priebeh zodpovedá veľmi vysokej rýchlosti a prúd je spínaný s uhlom
predstihu p, aby sme zvýšili maximálny prúd a tým aj moment SRM. Maximálna
hodnota prúdu je daná veľkosťou rýchlosti a indukovaného napätia.
2. Priebeh, nakreslený hrubšou čiarou zodpovedá nižšej rýchlosti ako priebeh
nakreslený tenšou čiarou pri tom istom napätí a tom istom spínacom uhle.
149
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
3.
Priebeh, nakreslený tenšou čiarou nám ukazuje, že prúd sa znižuje, ak zvyšujeme
otáčky, čím sa znižuje moment SRM, ak je napätie konštantné a neuvažujeme uhol
predstihu.
L max
ideálna indukčnosť
Lmin
0

napätie
Us
0
-U s
C
spriahnutý tok
0
i
fázový prúd
p
0
0
C
q
D
Obr. 4.25. Priebehy L, Us,, i pri jednopulzovej prevádzke
Nárast spriahnutého toku  je daný podľa Faradayovho zákona: pri konštantnej
uhlovej rýchlosti rotora  má nasledovný tvar:
C 
C

0
U s  Ri d  

(4.15)
0
kde 0 je spriahnutý tok, ktorý existoval v 0 (väčšinou je rovný nule). Us je svorkové
napätie, R je odpor danej fázy a i je okamžitý prúd. Všetky impedancie a úbytky napätia
v meniči a v zdroji sú zanedbané.
150
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
Je potrebné poznamenať, že Faradayov zákon uvažuje spriahnutý tok a nie iba
tok. Rovnicu (4.15) môžeme napísať aj nasledovne:
C  U s  u1  D
(4.16)
kde D = (C - 0) je interval narastajúceho spriahnutého toku a u1 je hlavný úbytok
napätia na odpore počas D. Ak je Ri <<Us, tak spriahnutý tok narastá lineárne.
V motorickej prevádzke by mal spriahnutý tok ideálne klesnúť na nulu predtým, ako sa
začnú póly statora a rotora odďaľovať, inak povedané vtedy, keď moment mení
znamienko a začína sa vytvárať brzdný alebo generátorický moment. V uhle C musí byť
svorkové napätie reverzované z kladnej hodnoty na zápornú. Tranzistory T 1 a T2 sú
zatvorené a vodivosť preberajú diódy D1 a D2 (obr.4.9c). Uhol, kedy záporné napätie
zabezpečí klesanie spriahnutého toku na nulu nazývame uhol „uhasenia“ q a toto
klesanie môžeme popísať Faradayovým zákonom:
 U s  Ri d
q
0 C 

C
(4.17)

a môžeme ho napísať aj nasledovne:
C  U s  u 2  q   C 
(4.18)
kde u2 je hlavný úbytok napätia na odpore počas intervalu (q - C). Ak je Ri <<Us, tak
spriahnutý tok klesá lineárne a pri konštantnej rýchlosti je ( q - C) takmer rovné D.
Oba intervaly sú ekvivalentné C /Us. Celkový uhol vedenia pokrýva celý cyklus od
nárastu spriahnutého toku až po celkový pokles na nulu a je ekvivalentný:
q 0 
2C
Us
(4.19)
Maximum spriahnutého toku C je v okamihu komutácie C. Celá perióda vedenia musí
byť dokončená počas jedného rotorového pólového rozstupu p.
Môže nastať taký prípad, keď 0 má sériu nenulových hodnôt toku, ktoré sa
môžu zväčšovať z pracovného cyklu na cyklus. Tento stav sa taktiež nazýva
„neprerušované vedenie“, čo je nežiaduci jav, pretože prúd začne znovu narastať a
151
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
vytváraný moment týmto prúdom bude pôsobiť proti momentu, ktorý vytvára ďalšia fáza.
Nastane vtedy ak
Θq  Θ0   p
(4.20)
Na obr.4.25 si môžeme všimnúť, že uhol 0 je v nesúosovej polohe, aby sa prúd zvyšoval
lineárne až dovtedy, pokiaľ sa nezačnú póly statora a rotora prekrývať. Narastajúca
indukčnosť vytvára indukované napätie, ktoré sa odčítava od svorkového napätia. Keď
prúd dosiahne maximum, tak indukované napätie sa rovná svorkovému napätiu. Ale
indukované napätie sa zvýši na hodnotu väčšiu ako je Us, pretože spriahnutý tok stále
narastá, ak je rýchlosť otáčania rotora konštantná. To zapríčiní, že prúd začne klesať.
V okamihu komutácie je svorkové napätie reverzované a prúd začne klesať.
V súosovej polohe sa indukované napätie reverzuje (zmení znamienko) tak, že
namiesto, aby sa záporné svorkové napätie ešte zvýšilo, čo by umožnilo rýchlejší pokles
prúdu na nulu, sa zníži a prúd začne pomalšie klesať. Počas tohoto intervalu je
nebezpečné, že indukované napätie môže prevýšiť svorkové napätie a zapríčiní to, že prúd
začne opäť narastať. To je dôvod na to, aby pri jednoimpulzovej prevádzke komutačný
uhol predstihol súosovú polohu o niekoľko stupňov. Ak sa rýchlosť otáčania ešte zvýši,
musí sa zvýšiť aj uhol predstihu komutácie.
Obr. 4.25 nám taktiež ukazuje dôležitosť pripojenia svorkového napätia predtým, ako sa
začnú póly statora a rotora prekrývať, t. j. v okolí nesúosovej polohy. To nám zabezpečí,
že prúd narastie na požadovanú hodnotu, pokiaľ je ešte indukčnosť pomerne nízka. Tento
interval je potrebné využiť, pretože indukované napätie je nízke a celé svorkové napätie
môže byť využité na rýchly nárast prúdu na jeho požadovanú hodnotu.
Pri veľmi vysokých rýchlostiach sa dokonca vyžaduje, aby bol uhol predstihu zopnutia
ešte v intervale klesajúcej indukčnosti.
4.3.2. Spínací proces. Napäťová šírkovo impulzová modulácia (ŠIM)
Spínanie napätia je nevyhnutný proces na riadenie prúdu pri nízkych otáčkach.
Najjednoduchší princíp je ukázaný na obr. 4.26. Jeden tranzistor (napr. tranzistor T 2 na
obr. 4.9) je trvalo zopnutý počas intervalu D a druhý (T1) spína vysokou frekvenciou
s konštantným pomerným otvorením a = tzop/T, pričom tzop je čas vedenia a T je perióda
spínacej frekvencie. Pomerné otvorenie a môže nadobúdať hodnoty od 0 po 1. Táto
riadiaca stratégia sa nazýva unipolárne spínanie, pretože napätie sa mení medzi kladnou a
nulovou hodnotou.
152
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
L max
ideálna indukčnosť
Lmin

US
napätie
t zop
T
-U S
spriahnutý tok
fázový prúd

C
q
Obr. 4.26. Napäťová ŠIM, unipolárne spínanie
Interval q -  0, sa skladá z troch režimov:
1. Keď sú zopnuté tranzistory T1 a T2, svorkové napätie je priložené na vinutie fázy,
prúd sa uzatvára tak ako to môžeme vidieť na 4.9a a tomuto intervalu zodpovedá
pomerné otvorenie a1.
2. Keď je tranzistor T1 vypnutý, tak obvod je vodivo uzatvorený nakrátko cez tranzistor
T2 a diódu D2, ako to môžeme vidieť na obr. 4.9b a tomuto intervalu zodpovedá
pomerné otvorenie a2. Tranzistor T1 nazývame aj „spínací tranzistor“ a diódu D2
„spínacia dióda. Tranzistor T2 sa nazýva „komutačný tranzistor“ a dióda D1
„komutačná dióda“, pretože menia svoj stav iba v uhloch C a  0.
3. Keď sú oba tranzistory vypnuté, vodivosť preberajú diódy D1 a D2, obr. 4.9c a tomuto
intervalu zodpovedá pomerné otvorenie a3.
Priebehy ideálnej indukčnosti, napätia, spriahnutého toku a prúdu počas unipolárneho
spínania môžeme vidieť na obr. 4.26. Počas intervalu q - 0, môžeme vyjadriť hodnotu
toku počas všetkých troch režimov (úbytky napätia na polovodičových prvkoch
zanedbávame) nasledovne:
153
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
d
1
 a1 u s  Ri   a2  Ri   a3  u s  Ri 
d 
(4.21)
Po úprave a integrácii môžeme vzťah (4.21) napísať nasledovne:
   q   0 a1  a3 u s  Ria1  a2  a3 
(4.22)
L max
ideálna indukčnosť
L min
napätie

US
-U S
spriahnutý tok
fázový prúd

C
q
Obr. 4.27. Napäťová ŠIM, bipolárne spínanie
Podobnú analýzu by sme mohli urobiť aj pre bipolárne spínanie, ktoré môžeme
vidieť na obr. 4.27. Znamená to, že napätie sa mení medzi kladnou a zápornou hodnotou,
aby sa zvýšila dynamika systému.
Priebehy na obr. 4.26 a 4.27 nám ukazujú, že uhol zopnutia  0 je v nesúosovej polohe a
komutačný uhol C je v súosovej polohe. Toto nám ilustruje fakt, že pri nízkych
rýchlostiach je tento spôsob riadenia prúdu efektívnejší, pretože je využitá celá efektívna
momentová oblasť.
154
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
Hoci pólové oblúky nevystupujú v žiadnom z použitých vzťahov, ich veľkosti sú dôležité
z hľadiska optimálnych spínacích uhlov.
4.3.3. Spínanie – prúdová regulácia
L max
ideálna indukčnosť
L min
napätie

US
-U S
spriahnutý tok
fázový prúd

C
q
Obr. 4.28. Prúdová regulácia
Na obr. 4.28 môžeme vidieť priebehy získané použitím hysterézneho regulátora
prúdu, v ktorom sú výkonové tranzistory spínané podľa toho, či je aktuálny fázový prúd
väčší, alebo menší ako referenčná (žiadaná) hodnota. Okamžitá hodnota prúdu býva
zvyčajne meraná prostredníctvom prúdovej sondy s dostatočným rozsahom. Na túto
reguláciu sa môže použiť aj unipolárne aj tvrdé bipolárne. Na obr. 4.28 je znázornené
bipolárne spínanie. Jednoduchý hysterézny regulátor udržuje spínaním napätia prúd na
konštantnej hodnote v určitom hysteréznom pásme, ktoré sa pohybuje od maximálnej po
155
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
minimálnu hodnotu. Ak je svorkové napätie konštantné, výsledok je ten, že spínacia
frekvencia sa zmenšuje vplyvom narastajúcej indukčnosti vinutia danej fázy.
Z priebehu spriahnutého magnetického toku na obr. 4.28 môžeme vidieť, že
pokiaľ sa začnú póly statora a rotora prekrývať, tak tok je takmer konštantný, čo je dané
malou zmenou indukčnosti. S narastajúcou indukčnosťou sa začne zvyšovať aj tok.
4.3.4. Priebeh prúdu
Ak predpokladáme, že SRM je napájaný z napäťového zdroja, tak tvar fázového
prúdu je daný efektívnym odporom, indukovaným napätím a indukčnosťou vinutia danej
fázy. Indukované napätie a indukčnosť sa menia s polohou rotora a aj s veľkosťou prúdu
kvôli magnetickému sýteniu. Na základe vypočítaného spriahnutého toku môžeme určiť
prúd i z kriviek  = f(i) (obr. 4.2), kde je spriahnutý tok vyjadrený funkciou  = f(i,).
Určiť hodnotu prúdu na základe tejto funkcie vyžaduje nelineárne riešenie, ak poznáme
spriahnutý tok a polohu. Čiže postupnosť je nasledovná: napätiespriahnutý tokprúd.
4.4. NÁHRADNÁ SCHÉMA SRM A MATEMATICKÝ MODEL
Matematický model SRM je odlišný od matematických modelov jednosmerných
alebo striedavých strojov, pretože v SRM neexistuje ustálený stav. Ak by sme porovnali
napríklad priebeh prúdu jednosmerného stroja s prúdom jednej fázy SRM, tak zistíme, že
pri konštantnej rýchlosti a konštantnom zaťažení je prúd jednosmerného stroja konštantný,
ale prúd SRM sa mení počas každého pracovného cyklu. Napäťová rovnica jednej fázy
môže byť vyjadrená nasledovne:
u  Ri 
d
d
 uR 
dt
dt
(4.23)
Ak predpokladáme, že spriahnutý tok  je funkciou prúdu i a polohy :  = f(i,), tak
potom môžeme vyjadriť deriváciu toku nasledovne:
d  di

di


 L  ui
dt
i dt

dt
(4.24)
kde L je dynamická indukčnosť jednej fázy so sklonom daným krivkami =f(i), ui je
indukované napätie. Ak nepredpokladáme magnetické nasýtenie, tak indukčnosť fázy je
156
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
závislá iba od polohy rotora a je úmerná pomeru spriahnutého toku a prúdu L = /i.
V tomto prípade bude mať rovnica (4.24) nasledovný tvar:
d
di
dL
 L  i
 u L  ui
dt
dt
d
(4.25)
Prvú časť vzťahu predstavuje úbytok napätia na indukčnosti a druhá časť indukované
napätie úmerné veľkosti prúdu, rýchlosti otáčania a veľkosti indukčnosti závislej od
polohy rotora.
Náhradná schéma jednej fázy SRM je znázornená na obr. 4.29. Môže sa meniť
v závislosti od veľkosti a priebehu prúdu a od polohy rotora. Môže prevládať veľkosť
úbytku na indukčnosti alebo indukované napätie.
uR
uR
uR
u
u
uL
u
uL
uL = 0
u i = konšt.
ui
ui = 0
a)
b)
c)
Obr. 4.29. Náhradná schéma SRM
Na obr. 4.29a je náhradná schéma SRM pre jednu fázu, ktorá má fázový odpor,
premenlivú indukčnosť a indukované napätie. Vo všeobecnosti sa podobá na náhradnú
schému iných motorov.
A obr. 4.29b je náhradná schéma SRM pre prípad, keď je fázová indukčnosť
takmer konštantná. Môže to byť v okolí nesúosovej polohy, takže potom:
dL
 0 a taktiež
d
ui = 0

d
di
 L  uL
dt
dt
(4.26)
Naopak, pri nízkych rýchlostiach, kedy môžeme udržiavať fázový prúd na
konštantnej hodnote (prostredníctvom ŠIM alebo iným regulátorom prúdu), bude
indukované napätie konštantné, uL = 0, obr. 4.29c:
157
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
i = konšt 
d
dL
di
dL
 i
 ui
 0  uL = 0 a ui = i
 konšt 
dt
d
dt
d
(4.27)
Rýchlosť a zodpovedajúci prúd môžu byť vyjadrené nasledovným vzťahom:
dL
u  Ri  i
(4.28)
d
Tento vzťah platí iba vtedy, ak zanedbáme magnetické sýtenie.
Aby sme mohli robiť simulácie prechodových dejov SRM, potrebujeme poznať
matematické vzťahy pre napäťové rovnice a pre moment. Napäťovú rovnicu pre jednu
fázu môžeme vyjadriť po dosadení (4.24) do (4.23):
u  Ri 
d
di
 Ri  L  ui
dt
dt
(4.29)
Elektromagnetický moment jednej fázy môžeme vyjadriť prostredníctvom spriahnutého
toku, ktorý je závislý od prúdu a polohy rotora na základe vzťahov (4.2) (4.3):
i
  i , di
M e ( i , ) 

0
(4.30)
t
alebo ho môžeme vyjadriť nasledovne, ak predpokladáme, že L = /i, a taktiež uvažujeme
L = f(i,):
1 dLi , 
M e ( i , )  i 2
(4.31)
2
d
Mechanická rovnica je rovnaká ako pre ostatné typy motorov:
M e  M zt  J
d
dt
(4.32)
kde J je moment zotrvačnosti, všetkých rotujúcich častí.
Ako sme už spomenuli, SRM je riadený podľa polohy rotora, a preto je potrebné
pre spoľahlivú simuláciu poznať aj polohu rotora:
   dt
(4.33)
158
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
Na vyriešenie týchto nelineárnych rovníc je potrebné poznať okrem napätia,
fázového odporu vinutia a momentu zotrvačnosti aj spriahnutý tok alebo indukčnosť ako
funkciu fázového prúdu a polohy rotora. Táto závislosť sa môže zadať analytickou
funkciou (ak je známa) alebo tabuľkovo (ak poznáme hodnoty spriahnutého toku alebo
indukčnosti z merania alebo elektromagnetického výpočtu) a môžeme použiť lineárnu,
kvadratickú, kubickú alebo splajnovú interpoláciu medzi jednotlivými hodnotami
indukčnosti.
4.5. MECHANICKÁ CHARAKTERISTIKA SRM
Všeobecná forma možnej charakteristiky momentu M ako funkcie uhlovej
rýchlosti , M = f( ) je na obr.4.30 [1]. Pre rozsah rýchlosti, ktorý sa nachádza až po bod
B, je moment ohraničený prúdom motora alebo prúdom regulátora. Otáčkovým
regulátorom je možné regulovať rýchlosť v celom rozsahu až po hodnotu rýchlosti B.
M
spínanie,
regulácia prúdu
(ii)
(i)
jednopulzová
prevádzka
D = konšt
zväčšovanie D
B
M = konšt
M = konšt
B
P
(2-3)B
M2 = konšt

Obr. 4.30. Všeobecná mechanická charakteristika M = f( ) SRM
Presná hodnota prúdu v danom prevádzkovom bode závisí od zaťažovacej charakteristiky,
rýchlosti, regulátora a riadiacej stratégie. V rozsahu rýchlosti po B, môžeme zvoliť uhol
zopnutia tranzistora tak, aby sme optimalizovali účinnosť, alebo zmenšili zvlnenie
momentu. Ak motor nebudeme zaťažovať pri väčších rýchlostiach ako je rýchlosť B,
môžeme navrhnúť rozmery pólu podľa optimálnych parametrov bez ohľadu na účinnosť
pri vysokých rýchlostiach a toto nám umožní určitú voľnosť návrhu, aby sme získali
hladký moment a jednoduché riadenie.
159
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
Bod B alebo rýchlosť B je maximálna rýchlosť pri ktorej môžeme dodávať do
SRM maximálny prúd pri menovitom napätí s konštantným uhlom zopnutia tranzistora
0.
Ak budeme zvyšovať rýchlosť motora pri menovitom napätí a uhol zopnutia bude
konštantný, tak maximálny moment bude klesať so štvorcom rýchlosti, čomu zodpovedá
časť mechanickej charakteristiky na obr. 4.30 od bodu P smerom doprava, pretože bude
klesať prúd motora a M 2 = konšt. Ak zvýšime dĺžku vedenia uhla (vhodným uhlom
predstihu), existuje určitý rozsah rýchlosti, kedy môžeme stále dodávať maximálny prúd
do motora a ten udrží moment na dostatočne vysokej hodnote, aby sa zachovala
charakteristika konštantného výkonu (M  = konšt.) napriek tomu, že straty v železe a vo
vinutí rýchlo rastú s rýchlosťou  (obr. 4.30 medzi bodmi B a P).
Uhol D je uhol vedenia prúdu spínacieho zariadenia v každej fáze, alebo interval
narastajúceho spriahnutého toku ako sme uviedli v predchádzajúcej kapitole. Všeobecne
by sme mohli udržiavať konštantný výkon až do 2-3 násobku rýchlosti B. Zväčšenie uhla
vedenia musí byť obmedzené potrebou vyhnúť sa stálej vodivosti, čo sa stane, keď uhol
vedenia prevýši rotorový pólový rozstup p.
Pri veľmi nízkych rýchlostiach sa môžeme odkloniť od vodorovnej charakteristiky
momentu až po bod B. Ak je obmedzená spínacia frekvencia (napr. GTO tyristormi) alebo
je obmedzené pásmo hysterézneho regulátora, tak potom sa veľmi ťažko obmedzujú
špičky vrcholu prúdu bez pomoci indukovaného napätia motora. Preto sa musí znížiť
hodnota referenčného prúdu. Toto môžeme vidieť na obr. 4.30 v čiarkovanej krivke (i).
Naopak, ak nemáme tento problém a veľmi nízke hodnoty ventilačných strát a strát v
železe dovolia zvýšenie strát vo vinutí, potom môžeme zvýšiť hodnotu prúdu a tým
získame vyšší moment, ako ukazuje krivka (ii). Keď motor pracuje v podmienkach
krátkodobej periodickej záťaže, môžeme získať oveľa vyššie momenty v každej časti
rozsahu rýchlosti až po rýchlosť B.
Treba podotknúť, že prúd, ktorý obmedzuje moment pod hodnotou rýchlosti B je
prúd motora (alebo výstupný prúd meniča). Prúd z jednosmerného zdroja sa zväčšuje z
malej hodnoty blízko nulovej rýchlosti až do maximálnej hodnoty pri rýchlosti B. V
podstate je to preto, že výkon sa zväčšuje v pomere k rýchlosti tak dlho, pokiaľ je moment
konštantný. Pri dodávaní konštantného jednosmerného napätia do vstupu meniča je
jednosmerný napájací prúd úmerný rýchlosti. Ak je moment menší ako maximálny, tak aj
dodávaný prúd je menší.
160
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
4.6. RIADENIE SRM
Na obr. 4.31 vidíme blokovú schému SRM, ktorý je na hriadeli zaťažený určitou
záťažou a pracuje v uzatvorenej otáčkovej slučke. SRM môžeme uvažovať ako „čiernu
skrinku“, ktorého vstupom sú fázové prúdy a výstupom je moment. Táto schéma je
všeobecná a porovnateľná s jednosmernými a striedavými pohonmi. Prúdy musia byť
riadené v meniči motora v závislosti od veľkosti záťaže a rýchlosti otáčania. Taktiež
riadenie SRM môžeme pokladať za čiernu skrinku, ktorej vstupom je odchýlka rýchlosti a
výstupom prúdy, ktoré vstupujú do motora. Odchýlka rýchlosti e je definovaná ako
rozdiel medzi žiadanou hodnotou otáčok ž a skutočnými otáčkami sk.
prúdy
požadovaná
rýchlosť

odchýlka
rýchlosti
riadenie
SRM
moment
SRM
snímač
rýchlosti
záťaž
rýchlosť
Obr. 4.31. Bloková schéma pohonu SRM so spätnou väzbou otáčok
Na obr. 4.32 [15] môžeme vidieť kompletnú schému riadenia SRM, ktorá je
tvorená jednotlivými fázami SRM označenými ako F1 až F3 (uvažujeme trojfázový
motor). Obvod meniča pozostáva zo spínacích tranzistorov a nulových diód podobne ako
sme uviedli na obr. 4.9. V každej fáze sa nachádza snímač prúdu, ktorý sníma aktuálnu
hodnotu fázového prúdu a porovnáva ju v komparátore s prúdovým obmedzením.
V niektorých prípadoch sa porovnáva skutočná hodnota fázového prúdu so žiadaným
prúdom, ktorý je výstupnou hodnotou PID regulátora. Na rotore sa nachádza štrbinový
disk, prostredníctvom ktorého vyhodnocujú optické snímače A,B,C polohu rotora. Na
základe polohy dáva komutačná logika impulz na otvorenie tranzistorov príslušnej fázy.
Prostredníctvom analógového alebo digitálneho zadávača môžeme zadať
požadovanú rýchlosť otáčania. Na základe zosnímanej aktuálnej rýchlosti a žiadanej
rýchlosti je generovaný ŠIM signál, ktorý spína napätie Us.
161
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
US
0
rotor
F1
F2
F3
snímač
rýchlosti
snímač prúdu
A
B
C
komutačná
logika
kompar.
&
tacho
+
&
&
PWM
prúdové
obmedzenie
požadovaná rýchlosť
Obr. 4.32. Kompletná schéma riadenia SRM
SRM
ž
u1
i1
+
e
PID
iž
menič
ER
i2
i3
u3
sk
u2
MR

1
s

 i1 i2 i3
Obr.4.33Bloková schéma pohonu so SRM
Na obr. 4.33 vidíme kompletnú blokovú schému SRM s otáčkovým a prúdovým
regulátorom. Na základe odchýlky otáčok PID regulátor generuje žiadanú hodnotu prúdu,
ktorá vstupuje do meniča. Do meniča taktiež vstupuje aktuálna poloha rotora a aktuálne
prúdy. Na základe polohy a prúdovej odchýlky vystupuje z meniča hodnota napätia pre
príslušnú fázu do ER (elektrické rovnice). Na základe vstupných napätí tečú motorom
fázové prúdy a je produkovaný moment a otáčky motora (MR - momentová rovnica). Na
konci blokovej schémy sa nachádza snímač polohy, z ktorého ide informácia do meniča.
162
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
Ako sme spomenuli na začiatku tejto kapitoly, SRM vyžaduje snímač polohy kvôli
presnosti riadenia a tiež minimalizácii zvlnenia momentu. Veľmi presné aplikácie
vyžadujú presnosť zopnutia tranzistora až na pol alebo dokonca na jednu štvrtinu stupňa.
Niektoré aplikácie však nevyžadujú vyhladený moment a robia sa pokusy
s bezsnímačovým riadením. Aktuálna poloha rotora sa môže zistiť napríklad metódou
aktívnej sondy. V tej fáze ktorá nie je vodivá sa pripojí malé jednosmerné napätie a na
základe nárastu prúdu v danej nevodivej fáze môžeme odhadnúť polohu rotora, pretože
nárast prúdu je daný veľkosťou fázovej indukčnosti. V blízkosti nesúosovej polohy
(indukčnosť je malá) budú odozvy prúdu veľmi rýchle a tiež aj strmosť nárastu prúdu,
naopak, v blízkosti súosovej polohy (indukčnosť je veľká) budú odozvy prúdu pomalé a
bude nízka strmosť nárastu prúdu
4.7. APLIKÁCIA POUŢITIA SRM
Hoci je v súčasnosti spínaný reluktančný motor schopný svojimi vlastnosťami
konkurovať jednosmerným a striedavým strojom, vo väčšine prípadov nie je ešte veľmi
rozšírený. Svoje uplatnenie nachádza v prevádzkach, kde je potrebné v širokom rozsahu
regulovať otáčky a moment. Napríklad v zdravotníctve sa na odstreďovanie používajú
vysokorýchlostné SRM, ktoré pracujú až v oblastiach okolo 100 000 ot/min.
Široké uplatnenie našli pohony so SRM v elektrickej trakcii. Vo Veľkej Británii sa
používajú lokomotívy, ktoré sú poháňané SRM
Napríklad dva vysokomomentové 32 kW SRM sú použité na pohon vozidla do
extrémne náročných podmienok. Automobil je napájaný z batérií a bol vyvinutý a
vyrobený taktiež vo Veľkej Británii (British Jeffrey Diamond) [48].
Široké uplatnenie našiel SRM v niektorých veľkých podnikoch v Európe, kde sa
používa na pohon vysokozdvižných vozíkov na prevoz paliet až do hmotnosti nákladu 2,5
tony. Tieto vozíky sú tiež napájané z batérie [48].
V USA bolo testované špeciálne vozidlo so SRM, napájané slnečnou energiou.
Vozidlo štartovalo z Indianopolisu a za desať dní prešlo 1400 míľ cez Ameriku až do
Colorada [48].
Ďalšou aplikáciou môže byť využitie zvlneného momentu SRM pre vibračné
zariadenie. Z teórie uvedenej v predošlých kapitolách vidíme, že sa snažíme odstrániť,
alebo minimalizovať zvlnenie momentu. V praxi môžeme zvlnenie momentu SRM využiť
a SRM použiť ako pohon vibračného mlyna, ktorý drví kamene [26].
163
SPÍNANÝ RELUKTANČNÝ MOTOR
 %
90
SRM
80
BJPM
70
riadený ASM
60
50
40
30
500 600 700 800
900 1000 1100
n ot/min
Obr. 4.34. Závislosť  = f(n)
Na záver uvedieme porovnanie účinnosti približne 350 W vzduchového
kompresora, ktorý je poháňaný bezkefovým jednosmerným motorom s PM (BJPM),
spínaným reluktančným motorom a riadeným asynchrónnym motorom. Na obr. 4.34
vidíme, že najlepšiu účinnosť preukazuje práve pohon so SRM [48].
Na základe uvedenej teórie o SRM a príkladoch použitia v praxi môžeme
povedať, že je v súčasnej dobe schopný konkurovať svojimi vlastnosťami klasickým
striedavým a jednosmerným motorom.
164
Download

kapitola spinany reluktancny motor.pdf