Žilinská univerzita v Žiline
Elektrotechnická fakulta
Katedra telekomunikácií
Návrh komunikačného prijímača pre pásmo
45 až 860 MHZ
Peter KUBO
2007
Návrh komunikačného prijímača pre pásmo
45 až 860 MHz
DIPLOMOVÁ PRÁCA
Peter KUBO
Žilinská univerzita v Žiline
Elektrotechnická fakulta
Katedra telekomunikácií
Študijný odbor:
TELEKOMUNIKÁCIE
Vedúci diplomovej práce: Doc.Ing. Rudolf Hronec CSc.
Stupeň kvalifikácie: inžinier (Ing.)
Dátum odovzdania diplomovej práce: 18. mája 2007
ŽILINA 2007
ANOTAČNÝ LIST
Názov diplomovej práce: Návrh komunikačného prijímača pre pásmo 45 až 860 MHz
Fakulta: Elektrotechnická
Katedra: Telekomunikácií
Priezvisko a meno: KUBO Peter
Rok: 2007
Počet strán: 61
Počet obrázkov: 40
Počet tabuliek: 2
Počet grafov: 0
Počet príloh: 0
Počet použitej literatúry: 13
ANOTÁCIA
Diplomová práca je koncipovaná ako teoreticko – praktické spracovanie návrhu
komunikačného prijímača pre pásmo VKV a UKV. V teoretickom spracovaní tejto práce
sa autor zameral na popis jednotlivých modulov v komunikačnom prijímači, ako aj
matematický a fyzikálny popis modulácií. Taktiež sú v práci rozobraté aj prijímače
s digitálnym spracovaním signálov.
Praktická časť je zhotovenie navrhnutého riešenia prijímača.
SUMMARY
The diploma thesis is theoretically-practical eleboration suggestion of
communication receiver for area of VHF and UHF. In theoretical part of this work, author
focused on the description some moduls in communication receiver and mathematical and
physical description of modulation. In this work are descripted receiver with digital
processing signal too.
Practically part is construction of suggested receiver
Vedúci diplomovej práce: Doc.Ing. Rudolf Hronec CSc.
Recenzent:
Dátum odovzdania: 18. mája 2006
Žilinská univerzita v Žiline
Obsah..................................................................................................................................
1. ÚVOD......................................................................................................................... 1
2. HLAVNÉ POŽIADAVKY KLADENÉ NA PRIJÍMAČE.................................... 2
2.1 Citlivosť prijímača.............................................................................................. 2
2.2 Šumové číslo prijímača....................................................................................... 2
2.3 Selektivita prijímača ...........................................................................................2
2.4 Frekvenčná stabilita a presnosť naladenia prijímača...........................................3
2.5 Parazitné a vlastné príjmi prijímača.................................................................... 3
2.6 Krížová modulácia...............................................................................................3
2.7 Možnosti príjmu rôzne modulovaných signálov..................................................4
2.8 Spotreba el. energie..............................................................................................4
2.9 Rozmery, váha a tvar........................................................................................... 4
2.10 Vybavenie pomocnými obvodmi.........................................................................4
3. MODULÁCIE..............................................................................................................5
3.1 Amplitúdová modulácia (AM)............................................................................ 5
3.2 Jednopásmová modulácia (SSB)..........................................................................8
3.3 Frekvenčná modulácia (FM)............................................................................... 11
3.4 CW modulácia.....................................................................................................15
4. KONCEPCIA PRIJÍMAČA.......................................................................................16
5. TEORETICKÝ ROZBOR A NÁVRH JEDNOTLIVÝCH MODULOV...............17
5.1
Vstupná časť: TV TUNER..................................................................................17
5.1.1 Hlavné parametre TV kanálového voliča 6 PN 387 273.....................................20
5.2
Zmiešavače..........................................................................................................22
5.2.1 Výpočet prvkov rezonančného obvodu pre kryštál v obvode zmiešavača..........26
5.2.2 Výpočet väzobného obvodu na výstupe IO SA 612............................................28
5.3
Detektory a demodulátory................................................................................... 31
5.3.1 Popis demodulátora MAA 661 ........................................................................... 31
5.4 Výpočet fázovacieho článku............................................................................... 37
5.5
Nastavenie koincidenčného detektora................................................................. 39
6. KONEČNÁ SCHÉMA KOMUNIKAČNÉHO PRIJÍMAČA.................................. 40
7. KONŠTRUKCIA A PREVEDENIE CIEVOK V KOMUNIKAČNOM
PRIJÍMAČI.................................................................................................................. 41
8. KONCOVÝ ZOSILŇOVACÍ VÝKONOVÝ STUPEŇ 1W..................................... 44
9. NAPÁJACIE ZDROJE KOMUNIKAČNÉHO PRIJÍMAČA.................................45
Žilinská univerzita v Žiline
10. KOMUNIKAČNÝ PRIJÍMAČ S DIGITÁLNYM SPRACOVANÍM SIGNÁLOV
10.1 A/D prevodníky...................................................................................................49
10.2 Digitálne signálové procesory............................................................................ 50
10.3 Superheterodynný prijímač s digitalizáciou mf. Signálov................................. 52
11. ZHODNOTENIE VÝSLEDKOV............................................................................. 55
12. ZOZNAM POUŽITÝCH SÚČIASTOK.................................................................. 56
12.1 Komunikačný prijímač....................................................................................... 56
12.2 Zosilňovač 1W................................................................................................... 57
12.3 Zdroje napätia.....................................................................................................58
Použitá literatúra.................................................................................................................59
Čestné prehlásenie..............................................................................................................60
Poďakovanie.......................................................................................................................61
Žilinská univerzita v Žiline
ZOZNAM OBRÁZKOV
Obr.3.a
Znázornenie jednotlivých frekvencií pri AM
Obr.3.b
Horné a dolné postranné pásmo amplitúdovo modulovaného signálu
Obr.3.c
Jednopásmový modulátor s fázovou kompenzáciou
Obr.3.d
Vplyv g(t) na nosnú vlnu a okamžitá frekvencia ωok FM vlny
Obr.3.e
Modulačný signál g1(t) a frekvenčne modulovaný signál f1(t).
Obr.4.a
Bloková schéma prijímača
Obr.5.1a
Vstupný filter TV tunera pre VKV pásmo
Obr.5.2 b
Všeobecná schéma zmiešavača
Obr.5.2 c
Rôzne varianty prijímačov
Obr.5.2.d
Collpytsov oscilátor s kryštálom
Obr.5.2.e
Collpytsov LC oscilátor
Obr.5.2.f
Hartleyov LC oscilátor
Obr.5.2.1.a Vnútorná bloková schéma obvodu SA 612 a usporiadanie jeho pinov
Obr.5.2.1.b Naviazanie zmiešavača na filter
Obr.5.3.a
Detektor a demodulátor
Obr.5.3.1a
Bloková schéma IO MAA 661
Obr.5.3.1.b
Koincidenčný detektor
Obr.5.3.1.c
Názorné vysvetlenie koincidencie
Obr.5.3.1.d
Detekčná závislosť
Obr.5.3.1.e
Fázovací článok
Obr.5.3.1.f
Zjednodušená schéma koincidenčného detektora
Obr.5.3.1.g
Praktické zapojenie posúvača fázy
Obr.5.4.a
Náhradná schéma fázovacieho obvodu
Obr.5.4.b
Nastavenie koincidenčného detektora
Obr.6.a
Schéma komunikačného prijímača
Obr.6.b
Doska plošného spoja zo strany spojov
Obr.6.c
Doska plošného spoja zo strany súčiastok
Obr.7.a
Prevedenie cievok v prijímači
Obr.7.1.a
Značenie kondenzátorov
Obr.8.a
Rozloženie súčiastok na doske modulu zosilňovača
Obr.8.b
Obrazec dosky spojov modulu zosilňovača
Žilinská univerzita v Žiline
Obr.8.c
Schéma zapojenia zosilňovača 1 W
Obr.9.a
Všeobecná bloková schéma napájacieho zdroja
Obr.9.b
Schéma zapojenia napájacieho zdroja so stabilizátorom MA 7812
Obr.9.c
Doska plošného spoja pre stabilizovaný zdroj 12V
Obr.9.d
Schéma zapojenia napájacieho zdroja so stabilizátorom LM 317
Obr.10.a
Zmiešavač so samočinným potlačením zrkadlových signálov
Obr.10.b
Superheterodyn s digitalizáciou prevedenou na výstupe mf zosilňovača
Obr.10.c
Superheterodyn s priamou konverziou zložiek IQ do základného pásma
Obr.10.d
Superheterodynný prijímač s dvojitým zmiešavaním a priamou konverziou
zložiek I,Q do základného pásma.
ZOZNAM TABULIEK
Tab.5.3.1.a Logická funkcia hradla NAND
Tab.7.1.a Značenie plochých keramických kondenzátorov
Žilinská univerzita v Žiline
ZOZNAM POUŽITÝCH SKRATIEK A SYMBOLOV
A/D
AM
AVC
CCIR
CW
DPS
FM
IO
KS
KV
LED
MF
SMD
SMT
SSB
TV
UHF
VHF
VKV
Analógovo – digitálný prevodník (Analog / digitally)
Amplitúdová modulácia
Automatické riadenie zisku (Automatic Volume Control)
Medzinárodný poradný orgán pre rádiokomunikácie (Consultative Committee
for International Radio)
Modulácia s kľúčovaním
Doska plošných spojov
Frekvenčná modulácia
Integrovaný obvod
Koncový stupeň
Krátke vlny
Dióda vyžarujúca svetlo (Light Emitting Dióde)
Medzifrekvencia
Zariadenie pre povrchovú montáž (Surface Mounted Device)
Technológia povrchovej montáže (Surface Mounted Technology)
Modulácia s jedným postranným pásmom (Single Side Band )
Televízny (Television)
Ultra vysoká frekvencia (Ultra High Frequency)
Veľmi vysoká frekvencia (Very High Frequency)
Veľmi krátke vlny
Žilinská univerzita v Žiline
1.ÚVOD
Často krát padá otázka aký prijímač na príjem rozhlasových staníc je najlepší.
Uspokojivú odpoveď však nikto nedá. Niekto preferuje to - druhý zase ono rádio.
Pri návrhu rádioprijímača však rozhoduje aj to, na čo ho budeme používať.
Presnejšie povedané: ako a kde ho využijeme? V kuchyni nám postačí aj obyčajné malé
rádio. Vytiahneme teleskopickú anténu alebo cez poličku prehodíme z rádia trčiaci drôtik
a hrá to.... Na záhradu si určite zoberieme malý tranzistor, ktorý nám bude spríjemňovať
chvíle počas oddychu. To isté platí aj na - výletoch, chatách, internátoch, kanceláriách a
podobne. Takéto prijímače sú osadené väčšinou len pásmom VKV prípadne SV.
Ak si však povieme, že nejaká miestna, alebo regionálna stanica nás svojim
obsahom alebo programom neuspokojuje a chceli by sme počuť, čo sa vysiela o niekoľko
desiatok - alebo stoviek kilometrov ďalej, musíme už pouvažovať nad niečím iným. Čo
tak kvalitný stolný komunikačný prijímač? Pri tejto kategórii však budeme musieť možno
čerpať bankový úver, pretože zostrojenie tohto prijímača je finančne dosť náročné,
pretože sú obvodovo zložitejšie a náročnejšie.
Ešte by sme rozhlasové prijímače mohli rozdeliť na analógové a digitálne.
Analógovo sa zatiaľ vysiela všade (aj u nás, aj v zahraničí), digitálne rozhlasové
vysielanie je zatiaľ v plienkach (najmä v okolitých krajinách - systém DAB (digital audio
broadcasting), DRM (digital radio mondiale) - tieto systémy tu nebudem rozoberať, u nás
zatiaľ nefungujú).
Cieľom práce je návrh komunikačného prijímača pre pásmo 45 až 860 MHz.
Zaoberal som sa teoretickým popisom jednotlivých modulov navrhnutého prijímača.
Úlohou bola aj realizácia navrhnutého prijímača. V poslednej časti práce som sa zameral
na prijímače s digitálnym spracovaním signálu.
1
Žilinská univerzita v Žiline
2.HLAVNÉ PARAMETRE A KONŠTRUKCIE PRIJÍMAČOV:
V tejto časti si všimneme základné vlastnosti VKV prijímačov a podrobnejšie si
rozoberieme tie, ktoré majú zvláštnu dôležitosť pre dobrý príjem signálov.
2.1 Citlivosť prijímača:
Umin označuje obvykle hodnotu napätia ktorú musí anténa dodať na vstupné
svorky prijímača, aby sa na výstupe dosiahlo určitého pomeru signál/šum.
U každého údaja citlivosti je treba povedať, pre akú moduláciu platí tzn. že je treba uviesť
druh aj parametre modulácie.
2.2 Šumové číslo prijímača:
Označuje, koľkokrát sa zhorší pomer signál/šum na výstupe prijímača oproti
vstupu. Ak označíme výkony signálu a šumu na vstupe ako S1 a N1 a hodnoty na výstupe
S2 a N2, potom je šumové číslo prijímača F definované ako pomer signál/šum na vstupe
a výstupe, teda :
F=
S1 N 2
S 2 N1
2.3 Selektivita prijímača:
Býva tesne spojená s inými parametrami, šírkou priepustného pásma
a súčiniteľom tvaru priepustnej charakteristiky filtra. Vysvetlím bližšie tieto pojmy:
Stanica ktorú chceme prijímať vysiela signály ktoré majú určitú šírku frekvenčného
spektra Bs
Aby sme prijali informáciu obsiahnutú vo vysielanom signály, musíme zachytiť väčšinu
energie obsiahnutú vo frekvenčnom spektre.(stačí 80 -90%), pričom súčasne chceme aby
spektrá iných signálov – nás nezaujímajúcich staníc boli odfiltrované. Orgánom ktorý
prijíma informáciu, býva obvykle ucho a to má schopnosť bez námahy spracovať signály
rozsahu asi 60 dB. Ak nastavíme na prijímači, pre sluch vhodnú úroveň signálu, potom
zníženie signálu o 6 dB ucho ešte rozozná. Rušivé signály nižšie asi o 30 dB ucho síce
ešte vníma ako rušenie, avšak ako veľmi slabé a v podstate nebrániace dobrému prijímu.
Rušivé signály s úrovňou o 60 dB nižšou, ucho prestáva počuť.
2
Žilinská univerzita v Žiline
2.4 Frekvenčná stabilita a presnosť naladenia prijímača:
Sú to dva príbuzné parametre, označujúce do akej miery je schopný prijímač
jednu nastavenú stanicu udržať v priepustnom pásme, poprípade s akou presnosťou
dovoľuje prijímač naladiť a nájsť podľa údaju stupnice protistanice, ktorej frekvenciu
poznáme. Obidva parametre bývajú udané ako odchýlka v Hz alebo kHz s označením
okolností, za ktorých táto odchýlka nepresiahne danú medzu. Presnosť naladenia
prijímača je tesne spojená s jeho frekvenčnou stabilizáciou, je totiž logické, aby stabilný
prijímač mal taktiež presnú stupnicu.
2.5 Parazitné a vlastné príjmi prijímača:
Sú nepríjemnou vlastnosťou prijímača pracujúcich na superhetovom princípe. Pod
pojmom parazitný príjem budeme označovať príjem takých staníc, ktoré v skutočnosti na
naladenej frekvencii nepracujú, ale sú niekde inde a vplyvom nelineárnych vlastností
niektorých obvodov prijímača, zvlášť zmiešavačov, boli frekvenčne posunuté.
Najznámejším prejavom býva tzv, Zrkadlový príjem, kde jednu stanicu počujeme na
superhete nielen na správnej, ale i na zrkadlovej frekvencii.
Vlastné príjmi sa vyskytujú u prijímačov prevedených na superhetovom princípe s viac
než jedným zmiešavaním. Býva to obvykle niekoľko miest v pásme, kde sa prijíma
niektorá harmonická frekvencia jedného z oscilátorov zmiešavača. V týchto miestach
býva prijímač viac, alebo menej zahltený a príjem slabých signálov v blízkom okolí
nemožný. Vhodnými opatreniami(tienenie, voľba mf kmitočtu) je možné počet miest
vlastného príjmu znížiť na minimum a rovnako aj intenzitu zahltenia prijímača.
2.6 Krížová modulácia:
Je rovnako vyvolaná nelineárnymi prvkami – tranzistormi. Pod týmto názvom
označujeme jav, keď silná stanica pracujúca na frekvencii blízkej prijímanej stanice jej
vtisne svoju moduláciu, aj keď je neskôr v ďalších obvodoch odfiltrovaná. Táto vlastnosť
sa prejavuje hlavne u superhetov, kde sú zmiešavače málo odolné voči krížovej
modulácii.
Parazitná modulácia počúvanej stanice inou nežiadúcou stanicou znamená vlastne vznik
ďalšieho postranného pásma okolo nosnej žiadanej stanice, ktoré tam pôvodne nebolo, čo
sa rovná rušeniu. Krížová modulácia sa podobne ako AM obvykle udáva v %, pričom je
potrebné určiť podmienky, za ktorých nastáva, tj. napätie vyvolané rušivou stanicou na
vstupe, stupeň jej modulácie a vzdialenosť od žiadanej stanice.
3
Žilinská univerzita v Žiline
2.7 Možnosti príjmu rôzne modulovaných signálov
2.8 Spotreba el. energie:
aj jej druh(sieť, batérie a pod), možnosť napájať náhradnými zdrojmi
2.9 Rozmery ,váha a tvar – možnosti prevážania a prenášania
2.10 Vybavenie pomocnými obvodmi – indikátor naladenia a pod.
Rada týchto požiadaviek je vzájomne zviazaná.., napr. citlivý prijímač musí mať
aj dobrú selektivitu, selektívny prijímač musí byť stabilný atď...
Je samozrejmé, že výber koncepcie prijímača bude do značnej miery ovplyvňovaný
schopnosťami a možnosťami svojho tvorcu, či už odbornými alebo ekonomickými.
4
Žilinská univerzita v Žiline
3. MODULÁCIE
3.1Amplitúdová modulácia (AM)
Mení sa amplitúda nosnej vlny v rytme okamžitej hodnoty modulačného signálu.
Pozrime sa ako bude vyzerať úplné spektrum amplitúdovo modulovaného signálu. Pri
odvodzovaní spektrálnej rovnice budeme vychádzať z vyjadrenia časového priebehu
nosného harmonického signálu, ktorý je v tvare :
x = Xm cos (vt + φv)
(3.1.1)
kde x predstavuje okamžitú hodnotu obvodovej veličiny (napätie alebo prúd), Xm je jej
amplitúda, v je uhlová frekvencia nosného signálu a φv je jej fáza.
Zodpovedzme základnú otázku. Ako dôjde k amplitúdovej modulácii, resp. ako sa
zmení harmonický nosný signál? O amplitúdovo modulovanom signály budeme hovoriť
vtedy, ak amplitúda nosného signálu bude ovplyvňovaná modulačným signálom. To
znamená, že Xm bude časovo závislá, teda Xm -> Xm(t). Potom
x{t) = Xm{t)cos(vt + (φv)
(3.1.2)
Modulačný signál môže mať všeobecný časový priebeh, často aj náhodného charakteru,
takže častokrát nie je možno ho vystihnúť konkrétnou časovou funkciou. Pre analýzu
spektra modulovaného signálu je potrebné uvažovať harmonický signál, ktorý môže
obsahovať aj jednosmernú zložku. Potom takýto modulačný signál nadobudne tvar
Xm (t) = X m 0 + δ X m cos (ωt + φ ω)
(3.1.3)
Po dosadení (3.1.3) do (3.1.2) dostaneme
x(t) = [ X m 0 + δXm cos(ωt +φω) ] cos (vt + φv)
(3.1.4)
A po roznásobení:
x(t) = X m 0 cos (vt + φv) + δX m cos (ωt + φω) cos (vt + φv)
(3.1.5)
Zaveďme substitúciu
cos (vt + φv) = cos α
(3.1.6)
cos (ωt + φω) = cos β
5
Žilinská univerzita v Žiline
Pre súčin kosínusov podľa trigonometrického vzťahu platí spoločný vzťah
cos (α ± β) = cosα cosβ ± sinα sinβ
kde po jeho úprave dostávame:
cosα cosβ = ½ [cos(α +β) + cos(α –β)]
(3.1.7)
(3.1.8)
a po vrátení substitúcie za cosα cosβ a dosadení do rovnice (3.1.5) nadobudne úplná
spektrálna rovnica amplitúdovo modulovaného signálu tvar:
⎧
⎫
1 X
x(t ) = X m 0 ⎨cos(vt + ϕ v ) + δ m cos[(v + ω )t + (ϕ v + ϕ ω )]⎬ +
2 X m0
⎩
⎭
⎧1 X
⎫
+ X m 0 ⎨ δ m cos[(v − ω )t + (ϕ v − ϕ ω )]⎬
⎩ 2 X m0
⎭
(3.1.9)
kde výrazy (v + ω), (v - ω) predstavujú dve postranné zložky o súčtovej a rozdielovej
uhlovej frekvencii, ktoré sú navzájom symetricky umiestnené po obidvoch stranách
nosnej uhlovej frekvencie v.
Označme člen:
δ
Xm
= ma
X m0
(3.1.10)
pričom koeficient δ určuje mieru vplyvu modulačného signálu na amplitúdu nosnej
pri modulácii. Vzťah (3.1.10) je tzv. hĺbka amplitúdovej modulácie.
Dosadením ma z člena (3.1.10) do (3.1.9) dostaneme výslednú úplnú spektrálnu
rovnicu amplitúdovo modulovaného signálu :
1
⎧
⎫
x(t ) = X m 0 ⎨cos(vt + ϕ v ) + m a cos[(v + ω )t + (ϕ v + ϕ ω )]⎬ +
2
⎩
⎭
⎧1
⎫
+ X m 0 ⎨ m a cos[(v − ω )t + (ϕ v − ϕ ω )]⎬
⎩2
⎭
(3.1.11)
6
Žilinská univerzita v Žiline
Obr 3.a Znázornenie jednotlivých frekvencií pri AM
Predpokladajme, že uhlová frekvencia modulačného signálu sa mení v rozmedzí celého
spektra modulačného signálu. To má za následok, že v rozmedzí tohto spektra sa budú
meniť i rozsahy obidvoch spektrálnych postranných zložiek. Tento stav je zobrazený na
obr.3.b
Obr 3.b Horné a dolné postranné pásmo amplitúdovo modulovaného signálu
Z hľadiska prenosu informácie amplitúdovo modulovaným signálom nie je nutné prenášať
celé spektrum (obr.3.b), ale postačí prenášať iba jedno postranné pásmo. V technickej
praxi sa používa pre amplitúdovo modulovaný rádiový signál prenos úplného signálu.
Prenos jedného postranného pásma a čiastočne potlačenej nosnej sa používa v televíznych
systémoch (prenos obrazového signálu). V systémoch na prenos telefónnych hovorov sa
väčšinou používa prenos s jedným postranným pásmom. Potlačenie nežiadúcich zložiek
spektra resp. nosnej sa realizuje obvodovým riešením amplitúdového modulátora a
filtráciou.
7
Žilinská univerzita v Žiline
Skúmajme teraz výkonové pomery signálu AM s dvomi postrannými pásmami. Výstupný
výkon pri 100 % modulácii sa rozdelí na tri časti. Polovica výkonu sa spotrebuje vo
vysielaní nosnej vlny. Druhá polovica sa rozdelí na obidve postranné pásma. Jedno
pásmo teda nesie len 25 % celkového vyžiareného výkonu. Teda keď máme AM vysielač
s výstupným výkonom 1 W, z toho 0,5 W dostane nosný signál a 0,25 W jednotlivé
postranné pásma.
Čo sa týka technickej realizácie AM, to môžeme robiť dvomi základnými spôsobmi:
a., kolektorová (anódová) modulácia,
b., modulácia v okruhu riadiacej elektródy (mriežková)
3.2 Jednopásmová modulácia SSB
Jednopásmová
modulácia
je
vo
frekvenčnej
oblasti
charakterizovaná
prítomnosťou len jednej postrannej zložky, dolnej, alebo hornej. Druhá zložka a nosná
frekvencia sú potlačené (v angličtine pod názvom single sideband - SSB). Potlačenie
nežiadúcej zložky (pásma) je možné dosiahnuť dvomi spôsobmi:
a) zapojením vhodného filtra na výstupe modulátora,
b) kompenzáciou nežiadúceho produktu
vhodným
obvodovým
zapojením
modulátora realizujúceho jednopásmovú moduláciu
S prvým spôsobom (filtračná metóda) sme sa vlastne doposiaľ zaoberali, treba iba
pripomenúť, že na pásmovú priepust' sú kladené veľké nároky najmä na jej selektivitu a
časovú stálosť, ktoré so stúpajúcou frekvenciou nosného signálu sa zvyšujú. Aby nežiadúce
pásmo bolo čo najviac potlačené používa sa v praxi pri tejto metóde transpozícia
frekvencie. Vlastná modulácia sa uskutoční na frekvencii výhodnej z hľadiska filtrácie, a
takto vzniknutý signál s jedným postranným pásmom (zložkou) sa transponuje na
prevádzkovú frekvenciu. Zaoberajme sa teraz ďalším spôsobom vytvorenia jednopásmovej
modulácie a to moduláciou s fázovou kompenzáciou (fázová metóda). Tento spôsob z
hľadiska realizácie nevyžaduje použiť technicky a obvodovo zložité pásmové priepuste na
odfiltrovanie nežiadúcej zložky (pásma), ale zato vyžaduje použiť dva vyvážené
modulátory. Princíp tejto metódy je možné odvodiť nasledovne. Pri fázovej metóde
8
Žilinská univerzita v Žiline
generujeme dva amplitúdovo modulované signály s potlačenou nosnou frekvenciou,
ktoré potom vstupujú do sumačného obvodu obr.3.c. Výsledkom je signál obsahujúci
dolnú alebo hornú postrannú zložku (pásmo). Keďže pri amplitúdovej modulácii
(klasickej i s potlačenou nosnou) sa fáza dolného i horného postranného pásma odlišuje
znamienkom znamenajúcim fázový posuv n, môžeme použiť na potlačenie nežiadúceho
postranného pásma fázového rozlíšenia.
Vychádzajme z obr.3.c, kde do vyváženého modulátora Ml vstupuje už známy
modulačný signál Xm(t) =Xmo + δcos(ω +φω) a nosná Xm cos(v + φv ), pričom sme počiatočné
fázové posuny položili φ ω = φv= 0. Pre takýto systém v súlade so vzťahmi (3.1.1) až (3.1.4)
platí
π
⎛
x ( t ) = X m 0 m a cos vt cos ω t + δ X m cos ⎜ vt −
2
⎝
π ⎞
⎞
⎛
⎟ cos ⎜ ω t − ⎟
2⎠
⎠
⎝
(3.2.1)
ďalej upravíme výraz nasledovným spôsobom
⎧
X
π
π ⎫
x(t ) = X m 0 ⎨m a cos vt cos ωt + δ m cos(vt − ) cos(ωt − )⎬ =
2
2 ⎭
X m0
⎩
m
= X m 0 a [cos(v + ω )t + cos(v − ω )t + cos(v − ω )t − cos(v + ω )t ]
2
(3.2.2)
potom
x(t ) = X m 0
ma
cos(v − ω )t
2
kde platia trigonometrické výrazy
π⎞
⎛
cos⎜ vt − ⎟ = sin vt
2⎠
⎝
cos(ωt −
π
2
) = sin ωt
(3.2.3)
9
Žilinská univerzita v Žiline
Rozpíšme vzťah (3.1.1) podľa prislúchajúcich znamienok. Z (3.1.1) dostávame dva výrazy
v tvare
cos(v + ω) = cos v cos ω – sin v sinω
(3.2.4)
cos( v - ω) = cos v cos ω + sin v sinω
prenásobme prvý výraz v (3.2.4) číslom (-1) a pripočítajme ho k druhému výrazu. Potom po
jednoduchej úprave dostávame:
sin vt sin ωt =
1
[cos(v − ω )t − cos(v + ω )t ]
2
(3.2.5)
Po dosadení z (3.2.3) do (3.2.1) s použitím (3.2.5) dostávame rovnicu (3.2.2) popisujúcu
amplitúdovo modulovaný signál s potlačenou nosnou a s jedným - dolným postranným
pásmom. Prenásobením druhého výrazu vo vzťahu (3.2.4) číslom (-1) a po vykonaní
rovnakej úpravy ako v predchádzajúcom prípade dostaneme vzťah (3.2.2) v tvare:
x(t ) = X m 0
ma
cos(v + ω )t
2
(3.2.6)
čo je amplitúdovo modulovaný signál s potlačenou nosnou ale s horným postranným
pásmom.
Keďže priebeh Xm(t) môže byť vyjadrený súčtom elementárnych harmonických priebehov,
platia predchádzajúce poznatky pre ľubovoľný priebeh modulačného signálu.
K fázovej metóde amplitúdovej modulácie s jedným postranným pásmom treba
poznamenať, že síce teoreticky nie je potrebný žiadny filter, ale pri praktickej aplikácii je
potrebné za sumačný člen zaradiť pásmovú priepust', alebo ďalšie nadväzujúce stupne
navrhnúť dostatočne selektívne, ktoré budú potláčať vyššie harmonické vznikajúce
nelinearitou modulátora, ktorá je ale nevyhnutná k jeho správnej funkcii. Ďalej si musíme
uvedomiť, že sú kladené nároky na fázovacie členy, t. j. obidva fázovacie články musia
mať konštantný priebeh posunutia fázy pre všetky prenášané modulačné frekvencie. V
praxi ale nedosiahneme úplné potlačenie nežiadúcej postrannej zložky (pásma). Výsledný
posun fázovacieho článku posúvajúci modulačný signál bude ležať v pásme spektra
modulačného signálu v určitej tolerancii v okolí hodnoty 71^2. To znamená, že postranná
zložka bude vždy zatlmená iba s konečnou hodnotou, a to tým vyššou čím kvalitnejšie budú
fázovacie články. V neposlednej miere na nedostatočné zatlmenie potlačenej postrannej
10
Žilinská univerzita v Žiline
zložky má vplyv aj nevyváženosť reálnych modulátorov Ml a M2. V praxi sa dosahuje
potlačenie postrannej zložky asi o - 30 dB.
Obr 3.c : Jednopásmový modulátor s fázovou kompenzáciou
3.3 Frekvenčná modulácia (FM):
Frekvenčná modulácia je významnou metódou prenosu informácií. Vo všeobecnosti
pod pojmom modulácia rozumieme ovplyvňovanie niektorého parametra nosnej vlny
informáciou, ktorú chceme prenášať. Túto informáciu obsahuje modulačný signál, ktorým sa
v modulačnej sústave ovplyvňuje
nosná vlna, výsledkom čoho je na výstupe sústavy
modulovaná nosná vlna. Ak modulačným signálom ovplyvňujeme frekvenciu nosnej vlny,
hovoríme, že výstupný signál je frekvenčne modulovaný. Na označenie pre frekvenčnú
moduláciu bol zavedený symbol FM. V literatúre sa pre frekvenčnú moduláciu zaužívali aj
pojmy uhlové, resp. exponenciálne modulácie.
Fyzikálny princíp a matematický popis FM
Na prenos informácií používa modulačná sústava harmonickú nosnú vlnu sínusového
priebehu. Prenášaná informácia – modulačná funkcia reprezentuje funkciu času. Označme
tento signál g(t). Potom frekvenčne modulovaný signál na výstupe modulačnej sústavy FM
modulátora bude f(t) v tvare:
f (t) = A0 cos φ(t)
(3.3.1)
kde
t
ϕ (t ) = ∫ ω (t )dt + ϕ 0
(3.3.2)
0
kde
- A0 je konštantná amplitúda kmitov (poväčšine napätie ale aj prúd)
11
Žilinská univerzita v Žiline
-
φ(t) je veličina, ktorá vyjadruje okamžitú hodnotu časovo premenlivej fázy
kmitov. Dosaďme (3.3.2) do (3.3.1), potom dostávame:
⎡t
⎤
f (t ) = A0 cos ⎢ ∫ ω (t )dt + ϕ 0 ⎥
⎣0
⎦
(3.3.3)
Ako je možno vidieť z (3.3.2) argument harmonickej funkcie kosínus je časovo závislý. Táto
časová závislosť je spôsobená modulačným signálom g(t). Aby sme mohli vzťah (3.3.3)
považovať za frekvenčne modulovaný signál, potom integrant ω(t) musí vyhovovať tvaru:
ω(t) = ω0 + ω0g(t)
(3.3.4)
Po dosadení (3.3.4) do (3.3.3) dostaneme:
t
⎫
⎧
⎫
⎧t
f (t ) = A0 cos ⎨∫ ω 0 [1 + g (t )]dt + ϕ 0 ⎬ = A0 cos ⎨ω 0 t + ω 0 ∫ g (t )dt + ϕ 0 ⎬ (3.3.5)
0
⎭
⎩
⎭
⎩0
rovnica (3.3.5) opisuje frekvenčne modulovaný signál a vyjadruje nám vzťah medzi nosnou
vlnou s uhlovou frekvenciou ω0 a medzi modulačnou funkciou (signálom) g(t). Uhol φ0 je
fázový uhol v okamihu začiatku pozorovania deja. Ak je modulačný signál g(t) = 0 je ω(t) =
ω0, teda okamžitá frekvencia je rovná frekvencii nosnej vlny. Argument harmonickej
funkcie vo vzťahu (3.3.5) predstavuje výraz:
⎧
t
⎩
0
⎫
ϕ (t ) = ⎨ω 0 t + ω 0 ∫ g (t )dt + ϕ 0 ⎬
⎭
(3.3.6)
Okamžitú frekvenciu ωok frekvenčne modulovanej vlny určíme deriváciou argumentu (3.3.6)
podľa času, teda:
ω ok =
t
⎞
d⎛
⎜ ω 0 t + ω 0 ∫ g (t )dt + ϕ 0 ⎟ = ω 0 + ω 0 g (t )
⎟
dt ⎜⎝
0
⎠
(3.3.7)
Výraz (3.3.7) interpretujeme tak, že okamžitá frekvencia ωok je závislá od modulačnej
funkcie g(t) čo znamená, že nosná vlna s kruhovou frekvenciou ω0 sa mení v rytme zmien
modulačného signálu g(t). Analyzujme v súlade s (3.3.5) frekvenčne modulovaný signál.
Posúďme tento signál z pohľadu modulačného signálu g(t). V princípe môžu nastať tri
prípady.
a) g(t) = 0
b) g(t) = konštanta, (g(t) = k)
c) g(t) ≠ 0, g(t) ≠ konštanta
12
Žilinská univerzita v Žiline
V prípade a) f(t) reprezentuje nemodulovanú nosnú vlnu. Po dosadení g(t) = 0 do (3.3.5)
bude
f (t ) = A0 cos(ω0 t + ϕ 0 )
(3.3.8)
Prípad b). Dosaďme do 2,5 za g(t) = k, potom
f (t ) = A0 cos(1 + k )ω0 t + ϕ 0
(3.3.9)
V treťom prípade c) sa fázový uhol φ(t) mení v rytme zmien g(t) a teda okamžitá frekvencia
sa mení simultánne so signálom g(t). Na obr. 3.d je uvedený príklad frekvenčne
modulovanej vlny. V časti a) je zobrazená vstupná informácia – priebeh modulačného
signálu g (t). V časti b) je zobrazená frekvenčne modulovaná vlna f(t) a v časti c) je priebeh
okamžitej frekvencie ωok signálu f(t).
Obr. 3.d Vplyv g(t) na nosnú vlnu a okamžitá frekvencia ωok FM vlny
Prípad c) predstavuje modulovanú vlnu s ustálenou frekvenčnou odchýlkou ∆ω, o ktorú
sa odlišuje od nosnej vlny s uhlovou frekvenciou ω0.
Modulačný signál môže byť harmonický signál alebo akýkoľvek neharmonický signál, vo
všeobecnosti i neperiodický signál.
Z predchádzajúcich úvah a vzťahov vidíme, že charakteristickými veličinami frekvenčne
modulovanej vlny sú:
ω0
- kruhová frekvencia nemodulovanej vlny (nosná)
ωok - okamžitá kruhová frekvencia – modulovaná vlna
∆ωok - okamžitá frekvenčná odchýlka (frekvenčný zdvih alebo deviácia)
13
Žilinská univerzita v Žiline
Okamžitá frekvencia ωok, ako aj frekvenčná odchýlka ∆ωok, lineárne závisí od
modulačného signálu g(t). Zaoberajme sa teraz frekvenčne modulovaným signálom, ktorý
je realizovaný v modulačnej sústave za predpokladu, že modulačný signál g(t) je
harmonický signál. Pretože amplitúda modulačného signálu sa v modulátore mení na
frekvenčnú odchýlku, budeme brať do úvahy modulačný signál v tvare
g1 (t ) =
Δω
ω0
cos ω m t
(3.3.10)
kde g1 (t) je okamžitá hodnota modulačného signálu a ∆ω/ω0 je veličina úmerná
amplitúde modulačného signálu.
∆ω - je najvyššia frekvenčná odchýlka, ktorá vznikne pri maxime amplitúdy
modulačného signálu
ω0 - je kruhová frekvencia nemodulovanej vlny
ωm - je kruhová frekvencia nízkofrekvenčného signálu
V zmysle predchádzajúceho podľa (3.3.6) pre časovo premenlivý uhol φ1(t) platí:
⎞
Δω
cos ω m t ⎟⎟dt + ϕ 0 = ω0 t +
sin ω m t + ϕ 0
(3.3.11)
ω0
ωm
⎠
0⎝
Po dosadení do (3.3.1) dostávame pre frekvenčne modulovanú vlnu harmonickým
signálom vzťah:
t
⎛ Δω
ϕ1 (t ) = ω0t + ω0 ∫ ⎜⎜
⎛
⎞
Δω
f1 (t ) = A0 cos⎜⎜ ω0 t +
sin ω m t + ϕ 0 ⎟⎟
ωm
⎝
⎠
Pomer
Δω
ωm
m fr =
(3.3.12)
voláme index frekvenčnej modulácie a označujeme ho mfr, teda
Δω
ω
(3.3.13)
m
Po dosadení do (3.3.12) býva najčastejšie používaný vzťah pre frekvenčne modulovanú
vlnu v tvare
f1 (t ) = A0 cos(ω 0 t + m fr sin ω m t + ϕ 0 )
(3.3.14)
Okamžitú frekvenciu ωok dostaneme deriváciou okamžitej fázy φ1(t) podľa času alebo
dosadením (3.3.10) do (3.3.7)
ωok =
⎤
dϕ1 (t ) d ⎡
Δω
= ⎢ω0 t +
sin ω m t + ϕ 0 ⎥ = ω0 + Δω cos ω m t
dt
dt ⎣
ωm
⎦
(3.3.15)
14
Žilinská univerzita v Žiline
resp.
⎛ Δω
⎞
cos ω m t ⎟⎟ = ω0 + Δω cos ω m t
⎝ ω0
⎠
ωok = ω0 + ω0 ⎜⎜
(3.3.16)
Na základe vyššie uvedeného vyslovme nasledovné dôležité závery:
a) Veľkosť frekvenčnej odchýlky ∆ωok priamoúmerne závisí od amplitúdy
modulačného
signálu, pričom maximálny frekvenčný zdvih zodpovedá maximu amplitúdy
modulačného signálu
b) Rýchlosť zmeny, s akou sa uskutočňuje frekvenčná odchýlka je závislá od
frekvencie
modulačného signálu ωm
Veľkosť modulačnej frekvencie ovplyvňuje šírku prenášaného pásma frekvenčne
modulovaného signálu, resp. ovplyvňuje jeho frekvenčné spektrum.
Obr. 3.e Modulačný signál g1(t) a frekvenčne modulovaný signál f1(t).
3.4 CW modulácia:
Morseove kódovanie je metóda pre prenos informácie cez telegrafiu. Princíp
spočíva vo vysielaní štandardizovaných sekvencií krátkych a dlhých impulzov na
zobrazenie znakov, číslic, a špeciálnych znakov správy.
Krátke a dlhé hlásky môžu byť prezentované na vysielacej a prijímacej strane aj zvukom,
aj značkami a sú obyčajne známe ako bodka a čiarka.
Medzinárodná Morseova abeceda je zložená zo šiestich segmentov:
15
Žilinská univerzita v Žiline
1. krátka značka .
2. dlhá značka –
3. vnútorný rozdiel vlastností (medzi bodkou a čiarkou)
4. krátky rozdiel (medzi znakmi)
5. stredný rozdiel (medzi slovami)
6. dlhý rozdiel (medzi vetami)
Morseov kód môže byť prenášaný rôznymi spôsobmi. Originálne je prezentovaný spôsob
prenosu ako elektrické impulzy po telegrafnom vedení, ale taktiež ako audio-tón
prostredníctvom rádiového signálu s krátkym alebo dlhým pulzom, alebo tónom.
Morseov kód je pri prenose v dvoch stavoch - ON a OFF – to je v podstate prvá forma
digitálneho signálu.
4. KONCEPCIA PRIJÍMAČA
Navrhnutý komunikačný prijímač sa skladá zo štyroch hlavných častí:
Tie tvoria:
1. Vstupná jednotka - TV Tuner
2 .Zmiešavač s kryštálovým oscilátorom
3. Mf zosilňovač s demodulátorom
4. Koncový výkonový zosilňovač
Prijímač je zapojený ako superhet s dvojitým zmiešavaním. Jeho podrobná schéma je na
obr.4.a
Obr. 4.a Bloková schéma prijímača
16
Žilinská univerzita v Žiline
5. TEORETICKÝ ROZBOR A NÁVRH JEDNOTLIVÝCH MODULOV:
V tejto časti sa budem zaoberať návrhom konkrétnych častí modulov
z predchádzajúcej blokovej schémy
5.1 Vstupná časť: TV tuner
V mojom zapojení predstavuje kanálový volič vstupný obvod. Je to prvá časť
prijímača, ktorej vlastnosti sú najdôležitejšie pri príjme slabých signálov. Vstupný obvod
prevádza napätie z antény k prvému zosilňovaciemu stupňu a to tak, aby bol prenos
optimálny so zreteľom na prenesenú šírku pásma, aby nenastávalo skreslenie modulácie
signálu a aby straty signálu vo vstupných obvodoch boli malé, vzhľadom k dosiahnutiu
čo najlepšieho pomeru signálu k šumu (S/N).
U tranzistorových prijímačov sa používa bežne feritová anténa a pre rozsah VKV sa
používa prútová anténa alebo dipól. Aj preto tieto antény považujeme za časť vstupných
obvodov a ich prevedenie má vplyv na výslednú citlivosť prijímača a pre daný pomer
signál/šum.
Pre svoje vhodné vlastnosti (vhodné rozdelenie pásiem, pomerne vysoký
zisk atď...), som sa rozhodl pre kanálový volič typu 6 PN 387 273 Je to VHF/ UHF
televízny kanálový volič.
Signál prijímaného kmitočtu prichádza do anténneho konektora IEC s menovitou
impedanciou 75Ω. Je to veľmi pozitívna vlastnosť prijímača (či už prenosných, tunerov,
skenerov).
17
Žilinská univerzita v Žiline
Popis zapojenia VHF časti kanálového voliča:
Pred aktívny ladený vstupný zosilňovač je zaradený filter, ktorého detailná schéma je na
obrázku:
Obr. 5.1 a Vstupný filter TV tunera pre VKV pásmo
Pre zabezpečenie požadovaného potlačenia v oblasti mf signálov, rozhlasového pásma
a UHF signálov, vznikol komplikovaný vstupný filter, zložený z troch funkčných filtrov,
ku ktorým som znázornil frekvenčné priebehy.
Filetr I -
zabezpečuje potlačenie UHF signálu nad 460 MHz. Tento filter tvorí
vzduchová cievka.
Filter II -
v prevedení T článku vo vetvách s dvoma paralelnými a jedným sériovým
rezonančným obvodom zabezpečuje dokonalé potlačenie mf signálov.
Filter III - v prevedení článku gama realizuje potlačenie frekvenčnej oblasti pod mf
signály, teda potláča rušenie spôsobené rozhlasovými vysielačmi
Kaskádovým usporiadaním všetkých troch filtrov vznikne výsledný prenos len v oblasti
VHF s potlačením frekvencií mimo toto prenášané pásmo. Obdobným spôsobom je
realizovaná frekvenčná výhybka pre UHF pásmo, ktorá zaisťuje voľný priechod UHF
signálu a útlm VHF.
Takto selektovaný signál ďalej pokračuje na zosilňovací MOSFE tranzistor BF 998R.
Nakoľko pri zmene frekvencie dochádza tiež k zmene vstupnej impedancie tranzistora BF
998R, došlo by k zmene tlmenia obvodu pri súčasnom rozlaďovaní. Túto zmenu upravuje
na konštantnú ladiaca dióda BB620. Použitím tranzistora BF 998R sa získa veľké
18
Žilinská univerzita v Žiline
zosilnenie pri malom šume, veľký vstupný odpor a tým malé tlmenie vstupných
obvodová veľká stabilita daná stálosťou parametrov v širokom frekvenčnom rozsahu.
Zmenou napätia na druhom hradle BF 998R je riadený zisk a preto je pripojené cez R2 na
Uavc, ktoré pre slabé signály je + 8,5V(maximálny zisk) a pre silné signály +
1V(minimálny zisk)
Na symetrickom výstupe tunera je štandardný TV mf signál s kmitočtom nosnej
obrazu 38 MHz. Šírka mf pásma je 8MHz, mf signál má teda kmitočtový rozsah asi 39 až
31 MHz. Oscilátor v
tomto tuneri kmitá na všetkých pásmach o frekvenciu
medzifrekvencie nad prijímaným kmitočtom. Ja potrebujem čo najselektívnejšie
odfiltrovať frekvenciu 37,3 MHz, ktorá mi vyhovuje pri ďalšom spracovaní v obvodoch.
Aplikácie: Rada kanálových voličov je navrhnutá pre pokrytie rozšírených
pásiem VHF/ UHF, vrátane káblových a hyperbandu. Medzifrekvenčný výstup je
navrhnutý pre priame pripojenie rôznych PAV filtrov.
Tento kanálový volič vyhovuje požiadavkám pre vyžarovanie, spracovateľnosť signálu
a odolnosťou voči interferenčnému vyžarovaniu európskym normám EN 55013, EN
55020
a Amsblatt
DBP
15/1992
za
predpokladu
profesionálneho
použitia
v zodpovedajúcom TV prijímači.
Kanálový volič rady 6 PN 387 273 je kombinovaný VHF/UHF volič s elektronickým
ladením a prepínaním pásiem. Je postavený na nízkostratovej doske plošných spojov,
ktorá je osadená v kovovom ráme zo Zn. Je použitá technológia povrchovej montáže
súčiastok SMT, ktorá umožnila zmenšiť mechanické rozmery, zlepšiť elektrické
parametre a vysoko zvýšiť spoľahlivosť.
IEC (75Ω)
anténny konektor je osadený na bočnej strane rámu. Všetky ostatné
prepojenia sú realizované kompaktným konektorom na spodnej strane rámu.
Elektrické zapojenie obsahuje tri vstupné ladené zosilňovače osadené MOSFET
tranzistormi. Tým je aj určené rozdelenie pásma prijímaných signálov na VHF1 , VHF 2
a UHF. Tieto kanálové voliče preto umožňujú príjem vo všetkých súčasných svetových
TV frekvenčných pásmach, vrátane tzv. hyperpásma.
Oscilátory, zmiešavače, a zosilňovače
medzifrekvenčného signálu sú v jednom IO.
Výstupný obvod je navrhnutý pre priame pripojenie PAV filtra. Mf výstup tunera
neobsahuje ladený obvod a má malú impedanciu (typicky 100 až 300 Ω) a je
prispôsobený pre pripojenie filtra PAV obrazovej mf. Využitie televízneho filtra PAV
nemá v komunikačnom prijímači význam, naopak je nutné žiadanú frekvenciu 37,3 MHz
19
Žilinská univerzita v Žiline
prvej medzifrekvencie čo najselektívnejšie odfiltrovať. Filter je tvorený dvojitou
kapacitne viazanou pásmovou priepusťou s rezonančnými obvodmi O01 a O02 a má
šírku pásma asi 1 MHz.
5.1.1 Hlavné parametre TV kanálového voliča 6 PN 387 273:
Popis vývodov:
1 - napätie AVC
2 - napájacie napätie + 12V
3 - spínacie napätie VHF 1
+ 12V
4 - spínacie napätie VHF 2 + 12V
6 - spínacie napätie UHF
+ 12V
7 - napájacie napätie ladiacej časti 0,5 – 28 V
12 - mf výstup
13 - mf výstup
Elektrické parametre:
VHF 1
Vf zosilňovač
BF 998 R
Ladiace diódy
4 x BB 620
3 x BB 515
VHF 2
Vf zosilňovač
BF 998 R
Ladiace diódy
4 x BB 998 R
BB 515
UHF
Vf zosilňovač
BF 998
Ladiace diódy
4 x BB 515
Oscilátor , zmiešavač IO
TDA 533 OT
Ladiaci tranzistor BC 847 BB
Napájacie napätia:
+ 12 V ± 10 %
+ 30 V ± 10 % (0,5 – 28 V)
20
Žilinská univerzita v Žiline
Celkový odber prúdu:
Z napájania + 12 V
Pri MAX zisku :
pri MIN zisku:
VHF 1 - 75 mA
VHF 1 - 60 mA
VHF 2 - 80 mA
VHF 2 - 65 mA
UHF
UHF
- 80 mA
Z napájania + 30 V
- 65 mA
max 1,5 mA
Signálové charakteristiky:
Vstupná impedancia
75 Ω nesym.
Koeficient odrazu:
VHF
max 60 %
UHF
max 50 %
Výstupná impedancia: 100 Ω symetr.
Napäťové zosilnenie:
VHF
min. 30 dB
UHF
min. 30 dB
Šumové číslo:
VHF
max. 7kT0
UHF
max 10kT0
Maximálna použiteľná úroveň vstupného signálu pri minimálnom zisku - max 200 mW
Potlačenie nežiadúcich signálov :
Selektivita pre vstupný zrkadlový signál:
VHF 1
min 50 dB
VHF 2
min 50 dB
UHF
min 45 dB
Selektivita pre vstupný medzifrekvenčný signál:
VHF 1
min 50 dB
VHF 2
min 55 dB
UHF
min 60 dB
21
Žilinská univerzita v Žiline
Krížová modulácia:
Vstupný signál, ktorý vytvára 1 % krížovej modulácie , t.j. 1 % modulácie rušivého
signálu je prenesené do užitočného signálu.
Charakteristiky oscilátora:
Oscilátor pracuje nad prijímanou frekvenciou.
Zdvih frekvencie oscilátora pri zmene napájacieho napätia o 2 %
VHF
max. 200 kHz
UHF
max 300 kHz
Zmena frekvencie oscilátora pri zmene teploty okolia z 25 na 40 °C:
VHF 1
max ± 400 kHz
VHF 2
max ± 500 kHz
UHF
max ± 800 kHz
5.2 Zmiešavače
Rôzne elektronické zariadenia (napr. rádiové alebo televízne prijímače, vysielače,
modemy, frekvenčné ústredne a iné) potrebujú meniť určitú frekvenciu f1 na inú
frekvenciu f2. Táto zmena sa uskutočňuje v obvodoch nazývaných zmiešavače, alebo
meniče frekvencie. K zmene frekvencie z hodnoty f1 na f2 je potrebná pomocná
frekvencia heterodynného oscilátora. Vo všeobecnosti môžeme povedať, že zmiešavač je
vlastne nelineárny šesťpól, ktorý má tri dvojice svoriek (obr.5.2.b) Prvá dvojica je určená
pre napätie u1 s frekvenciou f1, na druhú dvojicu svoriek sa pripája napätie
u0
s frekvenciou f0, a na tretej dvojici sa nachádza napätie u2 s frekvenciou f2 nazývanou aj
medzifrekvencia fm f
22
Žilinská univerzita v Žiline
Obr.5.2.b : Všeobecná schéma zmiešavača
Oscilátor s frekvenciou f0, môže existovať ako samostatný stupeň, alebo k
osciláciám vrátane zmeny frekvencie dochádza v spoločnom (jedinom) stupni. V prvom
prípade hovoríme, že zmiešavač sa skladá z oscilátora a nelineárneho obvodu v ktorom
dochádza ku konverzii frekvencie a v druhom prípade hovoríme o kmitajúcom, alebo o
samokmitajúcom zmiešavací.
Vo všeobecnosti vytvára každý menič frekvencie rôzne kombinácie obidvoch vstupných
frekvencií f0 a f1. Tieto kombinácie môžeme vyjadriť rovnicou
f2 =mf0 ± nf1
(5.2.1)
kde m a n sú celé čísla. Filter na výstupe zmiešavača vyberie z tohto spektra požadovaný
zmiešavací produkt f2. Najčastejšie sa využívajú produkty, kde m = n = 1, ktoré majú
relatívne vysokú úroveň signálu. Pre tento prípad sa rovnica (10.1) zjednoduší na tvar
f2 = f0 – f1
(5.2.2)
f2 =f0 + f1
(5.2.3)
Pri prijímačoch využívame zmenu frekvencie podľa rovnice (5.2.2), kde vysokú vstupnú
frekvenciu meníme na nízku frekvenciu. Túto frekvenciu nazývame medzifrekvenciou.
Pri vysielačoch je požiadavka opačná a to z dvoch relatívne nízkych frekvencií je účelné
vytvoriť frekvenciu vyššiu, takže sa uplatňuje rovnica (5.2.3).
V zásade môžeme použiť buď jeden tranzistor pre zmiešavanie a druhý ako oscilátor,
alebo realizovať tzv. samokmitajúci zmiešavač, kde jeden tranzistor pracuje aj ako
oscilátor aj ako zmiešavač. Pre zmiešavanie je dôležité, aby úroveň signálu, ktorú
zmiešavač spracováva, bola i u rôzne silných staníc málo odlišná. Dosiahneme to
riadením zisku prijímača ešte pred zmiešavačom, to znamená vo vysokofrekvenčnom
23
Žilinská univerzita v Žiline
zosilňovači, pokiaľ ho prijímač obsahuje, alebo tlmením vstupného obvodu pri príjme
silných staníc.
Pri oddelenom zmiešavači a oscilátore sa taktiež ale môže riadiť priamo zmiešavač. Toto
zapojenie sa však veľmi nerozšírilo hlavne preto, že oscilátor a zmiešavač sú vždy
priamo viazané a tím dochádza k rozlaďovaniu oscilátora vplyvom zmien kapacity
riadeného zmiešavača. Je totiž známe, že so zmenou pracovného bodu tranzistora sa
mimo iné menia aj kapacity jednotlivých elektród. Bloková schéma tohto usporiadania je
na obr.d.
Z blokových
schém
jednotlivých
alternatív
zapojení
vstupného
obvodu,
vysokofrekvenčného zosilňovača, zmiešavača a oscilátora, ktoré sú znázornené na obr. a
až e, možno použiť najjednoduchšiu alternatívu podľa obr. a pre najmenej náročné a málo
citlivé prijímače.
Pre prijímače s väčšou citlivosťou sa oveľa viac používa alternatíva podľa obr. b, tj.
riadený vstupný obvod a kmitajúci zmiešavač. Pre luxusné a veľmi citlivé prijímače sa
používa alternatíva c, tj. neriadený vstupný obvod a kmitajúci zmiešavač.
Najnáročnejšia je alternatíva e, ktorá sa od predchádzajúcich líši oddelenou funkiou
oscilátora a zmiešavača, vyžaduje až tri tranzistory, ale zaisťuje najlepší výsledok.
Obr.5.2.c Rôzne varianty prijímačov
Ak má
mať rádiový prijímač superheterodynného typu čo najväčšiu blízku
selektivitu, musí mať nízku mf frekvenciu. Naopak k zaisteniu čo najväčšej vzdialenej
(zrkadlovej) selektivity je žiadúca čo najvyššia mf frekvencia. Tieto dve protichodné
požiadavky však nemôže súčasne splniť prijímač s jedinou premenou kmitočtu. Podstatne
ľahšie je ich dosiahnutie u prijímača s dvojitým (alebo trojitým ) zmiešavaním, ktorý má
dostatočný odstup medzi jednotlivými mf frekvenciami.
24
Žilinská univerzita v Žiline
Prvá mf je spravidla čo najvyššia, čím sa zaisťuje veľká vzdialená selektivita. V prijímači
som použil TV tuner, ktorého výstup dáva mf signál 37,3 MHz.
Druhý mf signál prijímača s dvojitým zmiešavaním musí byť naopak nízky, lebo
v druhom mf zosilňovači je nutné dosiahnuť veľkú blízku selektivitu, tj.čo najvyššiu
strmosť bokov krivky selektivity. Pri použití klasických mf filtrov LC sa pre danú triedu
prijímačov FM ukazuje ako vyhovujúca druhá mf 6,5 MHz alebo 10,7 MHz.
U moderných bezindukčných filtrov však táto frekvencia môže byť aj vyššia. Pri voľbe
druhého mf signálu u prijímačov s viacnásobnou premenou kmitočtu je však nutné
sledovať nielen blízku selektivitu, ale aj možnosť príjmu nežiadúcich zrkadlových
signálov. Aby sa táto možnosť vylúčila, musí byť druhý mf signál vyšší ako polovica
šírky pásma Bmf1 prvého mf signálu.
V
komunikačnom prijímači je mf signál z tunera
frekvencie (37,3 MHz), preto
relatívne vysokej
by bolo obtiažne ho priamo filtrovať, zosilňovať
a demodulovať na nf signál. Preto je navrhnuté ešte jedno zmiešavanie mf signálu. Mf
signál je 2. zmiešavačom premenený na signál 2. medzifrekvencie s hodnotou 10,7 MHz.
Ku zmiešavaniu som použil nízkonapäťový monolitický integrovaný obvod SA 612,
ktorý je na to určený a využíva frekvenciu z externého kryštálového oscilátora.
Kryštálové oscilátory s touto frekvenciou (48MHz) nie sú veľmi dostupné, je ich možné
objednať v jednom
z mála obchodov. Ja som tiež hľadal dlhšiu dobu, no aj sa mi
podarilo. Z mf tuneru je využitá frekvencia 37,3 MHz, ktorý po odčítaní od frekvencie
kryštálu dá požadovaný signál 10,7 MHz druhej medzifrekvencie.
fmf 2 = fosc – f mf 1 = 48MHz – 37,3 MHz = 10,7 MHz
Výrobca udáva niekoľko možností zapojenia obvodu SA 612 s oscilátorom. Tieto
možnosti sú aj na obr. 5.2.a až 5.2.c
25
Žilinská univerzita v Žiline
5.2.d.,Collpytsov oscilátor s kryštálom
5.2.e.,Collpytsov LC oscilátor
5.2.f.,Hartleyov LC oscilátor
5.2.1 Výpočet rezonančného obvodu pre kryštál obvodu SA 612:
Zapojenie s kryštálovým oscilátorom je veľmi stabilné a má veľa pozitívnych
vlastností. Z možných zapojení som si vybral práve toto.
Oscilátor je zapojený s kryštálom o frekvencii 48,0 MHz. Kryštál je brúsený z výroby na
3.harmonickú základnú rezonanciu. Aby oscilátor správne kmital na správnej frekvencii
3. harmonickej výbrusu, je v oscilátore
okrem spätnoväzobného kapacitného deliča
C9(C3) a C7(C2) ešte cievka L5(L1), ktorá tvorí s kondenzátorom C7 paralelný
rezonančný obvod. Tento obvod je naladený medzi základnú rezonanciu kryštálu a 3.
harmonickú a zamedzuje tak rozkmitaniu oscilátora na základnej rezonancii, na ktorej
býva stratový odpor kryštálu menší.
Výpočet jednotlivých prvkov.
Keďže požadujem aby mi rezonančný obvod kmital na frekvencii medzi základnou
rezonanciou kryštálu a 3 harmonickou (48 MHz), môžem vychádzať z toho že:
f = 48/3 = 16 MHz
čiže potrebujem tento obvod navrhnúť pre frekvenciu o niečo vyššiu ako 16 MHz.
Uvažujem teda 16,25 MHz.
f = 16,25 MHz
nech C7 = 33 pF
potrebujem zistiť indukčnosť cievky L5 aby bol tento obvod v rezonancii.
Podľa Thomsonovho vzťahu platí: f =
1
1
∗
LC
2π
26
Žilinská univerzita v Žiline
Po úprave dostávame: L =
Po dosadní: L =
1
ω ⋅C
2
1
= 2,93 ⋅ 10 − 6 H
(2 ⋅ 3,14 ⋅ 16,25 ⋅ 10 6 ) 2 ⋅ 33 ⋅ 10 −12
Obvod SA 612 obsahuje balančný zmiešavač a oscilátor. Je určený pre nízkonapäťové
komunikačné systémy s frekvenciou signálu do 500MHz. S lokálnym oscilátorom pre
frekvencie väčšie ako 200MHz. Pri frekvencii 45 Mhz je typický šum pre tento
monolitycký obvod pod 6 dB. Preto je vhodný aj pre bezdrôtové telefóny.
Signál prvej medzifrekvencie z tunera je na obvod O01 naviazaný symetricky väzobnou
cievkou L1, zmiešavač s obvodom SA 612 je naviazaný na obvod O02 taktiež symetricky
väzobným vinutím L 4.(viď konečná schéma)
:
Obr. 5.2.1.aVnútorná bloková schéma obvodu SA 612 a usporiadanie jeho pinov
Oscilátor v obvode SA 612 je tvorený tranzistorom v zapojení so spoločným kolektorom.
Emitor tohto tranzistoru je na vývode 7 IO1 a báza na vývode 6 IO1
IO1 je napájaný napätím 8V, ktoré je stabilizované Zenerovou diódou D1.
27
Žilinská univerzita v Žiline
5.2.2Výpočet väzobného obvodu na výstupe IO SA 612
Signál druhej medzifrekvencie (10,7 MHz) je po zmiešaní vedený na vývody 4
a 5 IO 1 a je cez mf obvod O03 privádzaný na keramický filter a je filtrovaný so šírkou
pásma asi 150 kHz. To je vhodná šírka pásma pre nasledujúci obvod – demodulátor.
Z katalógového listu tohto IO SA 612 je uvedené aj nasledovné zapojenie rezonančného
obvodu, ktorý je naladený na medzifrekvenciu 10,7 MHz.:
Obr. 5.2.1.b Naviazanie zmiešavača na filter
Paralelne s hlavným vinutím je kondenzátor, ktorý s touto indukčnosťou rezonuje na 10,7
MHz.
Nech: C 10 je 68 pF, potom podľa Thomsonovho vzťahu platí
L6 =
1
1
=
= 3,25 ⋅ 10 − 6 H
−12
6 2
ω ⋅ C (2 ⋅ 3,14 ⋅ 10,7 ⋅ 10 ) ⋅ 68 ⋅ 10
2
Vedľajšie vinutie je len väzobné a transformuje rezonančný obvod na nízku impedanciu.
Tu je potrebné prídavný kondenzátor odstrániť. Táto cievka sa navíja medzi závity prvej
cievky.
Vo všeobecnosti je za zmiešavačom zaradený mf. zosilňovač. Ak sa mení
frekvencia prijímaného signálu, mení sa aj v superheterodyne frekvencia miestneho
oscilátora, a to práve tak, aby medzifrekvencia bola stále konštantná. Vďaka tomu môže
byť mf zosilňovač naladený trvale na túto pevnú frekvenciu, čo uľahčuje jeho
konštrukciu. Takýto zosilňovač môže mať veľké zosilnenie, zaisťujúce prijímaču veľkú
citlivosť, naviac možno u neho dosiahnuť veľkú selektivitu a samozrejme aj konštantnú
šírku pásma. Celkový vf zisk, ktorému odpovedá vf citlivosť prijímača, závisí teda hlavne
na počte mf stupňov, pričom stupňom rozumieme mf ladený obvod a aktívna zosilňujúca
súčiastka.
28
Žilinská univerzita v Žiline
Čo by však mnohí amatéri nemali zanedbávať, je záležitosť týkajúca sa
medzifrekvenčných filtrov. Výrobcovia v tuneroch osádzajú 230 kHz, resp. až 280 kHz
široké filtre (to je už takpovediac - nešťastie). Preto každý lovec vzdialených signálov na VKV tieto filtre vymení za užšie. Buď 150 kHz, alebo ešte užšie - 110, resp. 80 kHz.
Veľmi úzke filtre - 56 kHz už nie sú veľmi doporučované, nakoľko je to na úkor kvality
prednesu stanice, resp. strata stereo efektu, dynamiky a funkcie RDS. Mnohí sa teraz
pýtajú - čo sú to tie filtre a prečo je dobré ich pri návrhu nezanedbať.... Na kvalite a šírke
tohto vstupného článku totiž závisí selektivita celého prijímača. Do každého rádia sa
dostáva signál o určitej šírke pásma. Pásmo VKV je široké 200 kHz (pásmo stredných vĺn
- 9 kHz). V celej šírke pásma (VKV) môžu ísť rôzne sprievodné informácie - či už RDS
kód, PI kód, rádiotext,... alebo stereo. Zároveň sa však môže stať to, čo je veľmi
nepríjemné, že po naladení určitej frekvencie - napríklad 104.0 MHz, počujeme túto
stanicu na 103.9 MHz, resp. ešte aj na 103.8 MHz a samozrejme aj opačným smerom teda na 104.1 MHz a 104.2 MHz. A v čom je to pri diaľkovom príjme nevhodné?
Jednoducho preto, lebo na 104.1 MHz, alebo na 104.2 MHz môže vysielať slabšia vzdialenejšia stanica. No a tá silná - na 104.0 MHz ju spoľahlivo "zakryje" a my tú
slabšiu nepočujeme. V tomto prípade vieme, že prijímač má osadené široké filtre (buď
230 kHz alebo až 280 kHz). Takže nám stanica hrá - 230 kHz - smerom dolu od 104.0
MHz a 230 kHz smerom hore - od 104.0 MHz (prakticky na troch - až piatich
frekvenciách za sebou - 103.8, 103.9, 104.0, 104.1, 104.2 MHz). Ideálny stav je teda - dať
do prijímača 110 alebo 80 kHz filtre. Pri týchto už vieme stanicu vyselektovať len na
presne určenú frekvenciu a nestane sa, že presahuje do vedľajších. Selektivita prijímača je
teda schopnosť odladiť od seba dva vysielače, ktoré sú vedľa seba. A v prípade širokých
filtrov, sa tieto dve stanice (frekvencie) navzájom rušia a miešajú sa do seba. V prijímači
sú ďalej podstatné aj citlivé vstupné obvody a ich odolnosť voči silným signálom. Pri
silných miestnych signáloch sa môže stať, že ak je rádio málo odolné, tieto signály vôjdu
dnu do prijímača a robia "šarapatu". Vstupná jednotka by mala mať hodnotu aspoň 1 µV
(mikrovolt) a menej, aby vpustila do prijímača aj slabé signály. S ďalším nepríjemným
javom s ktorým sa môžeme stretnúť - je zrkadlová frekvencia. Naladili ste nejakú stanicu
na určitej frekvencii a pritom viete, že tam vôbec nevysiela. A naviac - zachytili ste ju v
starom nevyužívanom pásme VKV OIRT? (66 - 74 MHz = tzv. východné pásmo). V
tomto prípade sa môže jednať o zrkadlovú frekvenciu. Tá je spôsobená nedokonalosťou
prijímača. Stanica sa vo "východnom" pásme OIRT objaví o 21.4 MHz nižšie. A prečo?
Oscilátor rádia vytvára signál na frekvencii o 10.7 MHz nižšej ako je signál stanice.
29
Žilinská univerzita v Žiline
Pokiaľ je v rádiu osadené dvojité zmiešavanie signálu, zrkadlovú frekvenciu dostaneme o
uvedených 21.4 MHz nižšie (2 x 10.7 MHz = 21.4 MHz). Drahšie typy prijímačov majú
trojité vstupné zmiešavanie signálu, takže so zrkadlovými frekvenciami by sme sa tu
nemali stretnúť. Zrkadlové frekvencie sa totiž vytvárajú len v úseku od 87.5 MHz do cca
96.0 MHz a tie sa prenášajú (zrkadlia) v spomenutom "východnom pásme" 66 -74 MHz.
Niektoré však majú aj vstup pre pásmo AM (napr. pre drôtové antény na krátke vlny).
Pokiaľ má niektorý prijímač len teleskopickú anténu (prípadne ešte vstavanú feritovú na
stredné vlny), musíme si vystačiť len s tým. Môžeme byť však ochudobnený o možnosť
skutočného diaľkového príjmu - teda možnosť pripojiť externú anténu (Yagi, dipol,
longwire,...). Komunikačné prijímače sú však odkázané len na externé antény, nakoľko
tieto zariadenia sú určené iba do interiéru (sú napájané 220 V a nemôžeme ich teda zobrať
so sebou do terénu).
Frekvenčné spektrum signálu FM pri modulácii jediným harmonickým signálom
sa skladá z nekonečného počtu postranných párov pásiem, umiestnených súmerne okolo
nosnej vlny. Vzdialené pásma však sú pre prenos informácie nepodstatné a nie je nutné
ich prenášať. Potrebná šírka pásma vf kanála je v praxi orientačne určovaná Carsonovým
vzťahom.
Podľa normy OIRT sa používa maximálny frekvenčný zdvih ∆f = 50kHz a maximálna
modulačná frekvencia fm = 15 kHz, takže v zhode s Carsonovým vzťahom musí byť šírka
pásma mf zosilňovača asi 130 kHz.
B = 2.∆f + 2 fm = 2. 50 kHz + 2.15 kHz = 130 kHz
a mf signál je najčastejšie 10,7MHz. Signál v poslednom mf stupni je obvykle už tak
veľký, že nemôže byť lineárne zosilnený. Tento stupeň potom plní funkciu obmedzovača.
Za ním nasleduje detektor FM s článkom deemfáze.
Väčšina typov frekvenčných demodulátorov vyžaduje ku svojej realizácii minimálne
jeden alebo dva rezonančné obvody LC, ktoré sú rozmerné, drahé a majú malú teplotnú
a časovú stabilitu. Z týchto dôvodov nie sú vhodné pre moderné monolitické technológie.
Jedným z demodulátorov FM podstatne výhodnejším je koincidenčný – kvadratúrny
detektor.
30
Žilinská univerzita v Žiline
5.3 DETEKTORY A DEMODULÁTORY
Obvody, ktorými sa získavajú z vysokofrekvenčných modulovaných signálov
signály modulačné sa nazývajú demodulátory. Podľa toho, akým spôsobom je signál
na nosnej vlne namodulovaný sa delia demodulátory v princípe na demodulátory
amplitúdové a frekvenčné. Uveďme najskôr rozdiel medzi detektorom a
demodulátorom. Obvod každého diódového detektora pozostáva z diódy D, ktorá má
nelineárny priebeh ampér - voltovej charakteristiky, zo zaťažovacej impedancie
tvorenej rezistorom R a kondenzátorom C a rezonančného obvodu, ktorý je zdrojom
vysokofrekvenčnej energie. Diódový detektor je vysokofrekvenčný jednocestný
usmerňovač so zberacím kondenzátorom C a zaťažovacím odporom R paralelne
pripojeným ku kondenzátoru. Ak pripojíme za detektor časovú konštantu záťaže
Cv Rz realizujeme demodulátor. Zapojenie diódového detektora je uvedené na
obrázku 11.1.
Obr.5.3.a:
Detektor a demodulátor
5.3.1 Popis demodulátora MAA 661
Ako demodulátor som v komunikačnom prijímači použil IO MAA 661 v základnom
katalógovom zapojení. Tento sa skladá z:
1., trojstupňového vf. zosilňovača s celkovým ziskom 60 dB
2., koincidenčného detektora
3., výstupný nf zosilňovač
31
Žilinská univerzita v Žiline
Obr. 5.3.1a Bloková schéma IO MAA 661
1. Zosilňovací vf. stupeň
mf signál o frekvencii 10,7 MHz sa privádza na vstup trojstupňového
diferenčného zosilňovača s obmedzovačom. Úlohou zosilňovača je dostatočne zosilniť
a obmedziť vstupný signál. Na výstupe dostávame obdĺžnikový priebeh, už pre signály
s malou amplitúdou. Vstup vf zosilňovača je na vývode 6. K dispozícii sú dva výstupy –
vývod 4 kde je k dispozícii signál s plnou úrovňou (napr. pre ďalší zosilňovací stupeň,
alebo pre detekciu amplitúdy signálu) a vývod 8, kde je výstupný signál potlačený o 20
dB a fázovo posunutý o 90°. Tento signál je privedený na vstup koincidenčného
detektora.
2. Koincidenčný detektor
Koincidenčný detektor zaisťuje (koincidenciou sa tu rozumie dĺžka časovej zhody
dvoch napäťových impulzov fázovo posunutých o 90°) že sa na jeho výstupe objavia
kladné impulzy
32
Žilinská univerzita v Žiline
len vtedy, ak budú na oboch vstupoch súčasne napätia zhodnej polarity. Pri zmenách
frekvencie sa mení taktiež fázový posuv oboch vstupných napätí, a tým aj doba trvania
napätia zhodnej polarity. Výsledná šírka výstupného impulzu bude preto závislá na
okamžitej frekvencii vstupného signálu. Impulzy
s premennou šírkou sa privádzajú na integračný
člen RC, ktorého kondenzátor sa nabíja na strednú
hodnotu impulzného napätia. Ak sa zmení
frekvencia, zmení sa aj fázový posuv a následne
pri zmene frekvencie na jednu stranu dochádza ku
koincidencii
v ďalších
časových
intervaloch
a výsledné napäťové impulzy sú širšie. Tým je
taktiež výstupné napätie väčšie ako polovica
medzivrcholového napätia impulzu.
Obr.5.3.1.b Koincidenčný detektor
Pri opačnej zmene frekvencie je koincidencia kratšia , impulzy sa zúžia a výsledné
napätie bude menšie.
Tak sa bude amplitúda výstupného napätia zväčšovať či zmenšovať súhlasne s fázovým
rozdielom oboch napätí a bude teda priamo úmerná frekvenčnému zdvihu.
Fázový komparátor – pôsobí ako koincidenčný stupeň (hradlo NAND). Na jeho výstupe
sa objavuje teda nenulový signál len vtedy, ak majú oba vstupné signály rovnakú polaritu.
Doba počas ktorej tento stav nastáva, je závislá na okamžitej hodnote fázového posunu.
Výstupný signál má preto podobu impulzov o konštantnej amplitúde a šírke T priamo
úmerné fázovému posunu a teda aj amplitúda modulačného signálu. Ak necháme tieto
šírkové modulované impulzy prechádzať dolnou priepusťou, získame na jej výstupe
požadovaný demodulovaný signál.
33
Žilinská univerzita v Žiline
Pre lepšie pochopenie hradla NAND slúži nasledujúci obrázok:
Koincidenčný detektor, nazývaný aj ako
Product detektor je detektor multiplikatívny.
Svojou funkciou patrí medzi digitálne obvody.
V číslicovej
technike
realizuje
funkciu
Exclusive – Nor, alebo koincidencia.
Y = A.B + A.B
Stavovú
tabuľku
tejto
funkcie
môžeme
vyjadriť:
A
B
A.B
A.B
Y
0
0
0
1
1
0
1
0
0
0
1
0
0
0
0
1
1
1
0
1
Tab.5.3.1a Logická funkcia hradla NAND Obr. 5.3.1c Názorné vysvetlenie koincidencie
Ak vyjadríme závislosť Y na φ dostaneme detekčnú závislosť na obr.
Obr. 5.3.1d Detekčná závislosť
34
Žilinská univerzita v Žiline
Keď priradíme funkcii Y výstupné napätie môžeme napísať:
U výst = k1. φ
Ak má byť obvod frekvenčným detektorom, musí aspoň v určitom frekvenčnom rozsahu
realizovať funkciu:
U výst = k2 . f
Porovnaním týchto dvoch podmienok dostávame, že koincidenčný detektor dáva lineárnu
závislosť výstupného napätia na frekvencii len za predpokladu, že φ/f = konšt.
Potrebujeme teda nájsť obvod, ktorý mení lineárne fázový posuv s frekvenciou.
Pre tento účel sa používa najčastejšie fázovací článok:
Obr. 5.3.1e Fázovací článok
Priamková časť priebehu fázy bude tým dlhšia, čím menší bude činiteľ akosti
použitého obvodu. Tým však klesne súčasne dosiahnuteľná veľkosť výstupného napätia
a musíme voliť kompromis medzi skreslením a výstupnou amplitúdou.
Zjednodušená schéma koincidenčného detektora je na obr.5.3.1f Demodulácia
FM signálu využíva vlastnosti fázovacieho článku. Tento obvod musí mať na frekvencii
f0 (mf) fázový posun o 90°.
Detektor využíva diferenčné stupne pre vlastnú demoduláciu. Tranzistor Q3 je budený
obmedzeným výstupným napätím vf zosilňovača, tranzistor Q1 potom cez vonkajší
fázovací obvod posunutým napätím o 90°. Tranzistor Q7 stabilizuje celkový prúd
diferenčnému stupňu. Ak bude signál bez modulácie bude na výstupe polovičné napájacie
napätie, pretože diferenčné stupne budú otvorené presne polovicu periódy vstupnej
frekvencie.(stupeň vedie len vtedy, pokiaľ sú dva nad sebou ležiace tranzistory otvorené).
Pokiaľ sa frekvenčne modulovaný signál odchýli od frekvencie f0 (na jednu alebo druhu
stranu ) nebude už posun fázovacieho článku presne 90°, ale mierne sa zmenší. To
znamená, že diferenčné stupne nebudú otvorené polovicu periódy, ale po kratšiu či dlhšiu
dobu. Na výstupe detektora je potom sled šírkovo modulovaných pulzov, sledujúcich
frekvenčný zdvih signálu. Tie sa potom integrujú cez spomínaný RC článok.
35
Žilinská univerzita v Žiline
Obr. 5.3.1f Zjednodušená schéma koincidenčného detektora
Ak má koincidenčný detektor pracovať s minimálnym skreslením musí fázovací
obvod spĺňať požiadavky lineárneho prevodu napätia, v danom frekvenčnom pásme.
Tejto požiadavke vyhovuje už spomínaný jednoduchý obvod LC. Čím je akosť obvodu
väčšia tým je frekvenčné pásmo užšie a demodulačná krivka (tzv. krivka S) strmšia.
Taktiež amplitúda výstupného signálu sa zväčší a zväčší sa aj potlačenie parazitnej
amplitúdovej modulácie.
Praktické zapojenie posúvača fázy ukazuje obrázok. Kondenzátor Cx, ktorý je zapojený
medzi vývodmi 8 a 12 integrovaného obvodu MAA 661, ovplyvňuje svojou kapacitou
skreslenie nf signálu. Pri zväčšujúcej sa kapacite (asi až do 20 pF) sa skreslenie zmenšuje
a výstupný nf signál sa zväčšuje. Pre potlačenie AM je výhodnejšia väčšia kapacita tohto
kondenzátora. Praxou je však overené, že v rozmedzí 5 až 15 pF zostáva potlačenie AM
už takmer rovnaké. Ak sa zväčšuje kapacita Cx (pri súčasnom zmenšovaní indukčnosti
cievky Lx) zväčšuje sa mierne skreslenie , ale i úroveň nf signálu. Pre dosiahnutie
požadovanej šírky pásma detektoru je potrebné, aby tento obvod LxCx mal určitú akosť
Q. Čím je Q väčšia, tým je prepustené pásmo užšie.
obr. 5.3.1g Praktické zapojenie posúvača fázy
36
Žilinská univerzita v Žiline
5.4 Výpočet fázovacieho článku:
Ku výpočtu a zapojeniu som použil katalógové zapojenie obvodu MAA 661
Výrobca uvádza zapojenie integrovaného obvodu MAA 661 pre medzifrekvenciu 6,5
MHz a zdvih 50 kHz. Pre frekvenciu 10,7 MHz som musel navrhnúť vhodný fázovací
člen. Hodnoty ostatných vonkajších prvkov možno ponechať.
Vychádzal som z toho, že pre únosné harmonické skreslenie k = 2,5%, je potrebné aby
ladený obvod fázovacieho členu mal (pre ∆f = 50 kHz), šírku pásma B ≥ 250 kHz.
Prevádzkový činiteľ akosti ladeného obvodu fázovacieho členu potom zrejme bude:
Q=
f 0 10,7.10 6
=
= 42
B 250.10 3
Výstupný odpor medzifrekvenčného zosilňovača udáva výrobca R výst 8 = 60Ω a vstupný
odpor koincidenčného demodulátora možno zanedbať. Ak navrhnem kapacitu C1 tak, aby
bol ladený obvod výkonovo prispôsobený k medzifrekvenčnému zosilňovaču, je potrebné
aby činiteľ akosti nezaťaženého kmitavého okruhu bol
Q0 = 2Q = 2 .42 = 84
Čo je hodnota reálne dosiahnuteľná. Ladiaca kapacita nech je pritom C = 270 pF.
Ekvivalentná stratová vodivosť kmitavého okruhu potom bude
Q=
ω 0 .C
Q0
=
2.3,14.10,7.10 6 .270.10 −12
= 2,159.10 − 4 S
84
Hodnotu kondenzátora C19 v obvode odporúča výrobca použiť od 15 pF do 20 pF. Ja
som zvolil optimálny stred 18 pF.
Pre ďalšie výpočty uvažujme fázovací člen a jeho náhradný obvod:
37
Žilinská univerzita v Žiline
Obr.5.4.a Náhradná schéma fázovacieho obvodu
Fázová charakteristika náhradného obvodu je daná vzťahom:
Rvýst
ϕ = arctg
X2
Rvýst
R0
−
X1
R0
(5.4.1)
X
− 1 +1
X2
Ak má byť pri strednej frekvencii fázový posuv medzi vstupným a výstupným napätím
90°, bude splnené:
Rvýst
R0
+
X1
+1= 0
X2
(5.4.2)
pretože Rvýst / R0 >>1, možno približne napísať
X1 = - X2
(5.4.3)
Pre X1 a X2 platí:
X1 = −
1
ω 0 C1
X2 =
a
XL XC
ω L
=− 2 0
XL + XC
ω 0 LC − 1
(5.4.4)
Po dosadení do (5.4.3) dostaneme:
L=
po dosadení :
1
ω .(C + C1)
L=
(5.4.5)
2
0
1
= 0,768.10 − 6 H
−12
−12
(2.3,14.10,7.10 ) .( 270.10 + 18.10 )
6
2
38
Žilinská univerzita v Žiline
5.5 Nastavenie koincidenčného detektora:
MB1 - IN (vstup) mf signálu 10,7 MHz
MB2 - jednosm. napájacie napätie namerané na
vývode 13
MB3 - napájacie napätie bloku
MB4 - OUT (výstup) nf signálu
MB5 - ½ napätie z napätia nameraného v MB2
Obr.5.4.b Nastavenie koincidenčného detektora
Poznámky:
-
kondenzátor C je oddeľovací
-
rezistor Rv upravuje zaťažovaciu impedanciu ďalšieho stupňa
-
rezistor Ro upravuje (znižuje) napájacie napätie IO
Postup nastavenia:
1., do MB1 treba priviesť z vf generátora napätie o frekvencii 10,7 MHz FM s dostatočne
veľkou amplitúdou (asi 0,1 až 0,3 V )
2., v MB2 zmerať jednosmerné napájacie napätie IO MAA 661, meriame za rezistorom
Ro
3., otáčaním jadra cievky Lx nastaviť v MB5 presne polovicu jednosmerného napätia, aké
sme namerali v MB2
39
Žilinská univerzita v Žiline
6. KONEČNÁ SCHÉMA KOMUNIKAČNÉHO PRIJÍMAČA
Obr.6.a Schéma komunikačného prijímača
Obr.6.b Doska plošného spoja zo strany spojov
40
Žilinská univerzita v Žiline
Obr.6.c Doska plošného spoja zo strany súčiastok
7. KONŠTRUKCIA A PREVEDENIE CIEVOK V PRIJÍMAČI
Pásmová priepusť prvej medzifrekvencie, zmiešavač a zosilňovač a demodulátor
druhej medzifrekvencie sú zapojené na doske s jednostrannými plošnými spojmi.
Súčiastky sú bežného prevedenia. Cievky sú navinuté na cievkových telieskach z výroby
TESLA Pardubice o priemere 6 mm s tieniacim krytom. Cievka fázovacieho obvodu je
navinutá na cievkovom teliesku TESLA Orava.
Cievka L1 obvodu O01 má dva závity medeného lakovaného drôtu o priemere 0,25 mm
a je navinutá medzi závity L2 u jej studeného konca..
Cievky L2 a L3 (obvodu O01 a O02) majú 13 závitov medeného lakovaného drôtu
o priemere 0,5mm navinutých na bakelitovom cievkovom teliesku o priemere 6 mm,
medzi závitmi nie sú medzery. Studený koniec vinutia je u pätky telieska. V cievkach sú
feritové jadrá M4 x 12 z hmoty NO5(modré).
Cievka L4 obvodu O02 má 3 závity medeného lakovaného drôtu o priemere 0,25 mm a je
navinutá medzi závity L3 u jej studeného konca.
Cievka L5 má 25 závitov medeného lakovaného drôtu o priemere 0,3 mm navinutých na
bakelitovom cievkovom teliesku o priemere 6 mm, medzi závitmi nie sú medzery. V
cievke je feritové jadro M4 x 12 z hmoty NO5(modré).
Cievka L7 obvoduO03 má 5 závitov medeného lakovaného drôtu o priemere 0,25 mm
a je navinutá uprostred na cievke L6.
Cievka L8 fázovacieho obvodu F01 musí byť stabilná a s čo najväčším činiteľom akosti
Q. Je navinutá na plastovom cievkovom teliesku o priemere 5 mm. Teliesko má
pertinaxovú pätku s pájkovacími kolíkmi a hliníkový tieniaci kryt so štvorcovým
pôdorysom. Tieto telieska boli používané
v rôznych TV prijímačoch Tesla Orava.
Vinutie tejto cievky musí byť prevedené zvlášť dôkladne, začiatok i koniec vinutia musí
byť priviazaný niťou k cievkovému teliesku. K upevneniu vinutia sa nemôže použiť
žiadne lepidlo ani lak!!!
Cievka L8 má 13 závitov medeného lakovaného drôtu o priemere 0,55 mm-medzi závitmi
nie sú medzery. V cievke je feritové jadro M4 x 8 z hmoty N05(modré). Jadro je vhodné
na konci zašróbovanom do cievky ubrúsiť pod uhlom asi 45 ۫ aby bolo možné jemne
nastaviť indukčnosť cievky. Jadro som zaistil v cievke gumičkou.
41
Žilinská univerzita v Žiline
Obr.7.a Prevedenie cievok v prijímači
7.1 Výber súčiastok pri navrhovaní prijímačov.
Výberu súčiastok pre prijímače VKV, by sme mali venovať zvýšenú pozornosť,
ak chceme dosiahnuť dobrých výsledkov.
Začneme rezistormi. Vhodné typy volíme podľa použitia a konštrukcie samotného
prijímača, u jednoduchších menej náročných zapojení stačí používať bežné uhlíkové,
avšak v zásade by sme mali vo vysokofrekvenčných obvodoch používať vrstvové
metalizované, napr. TR 191 a podobné. To platí aj o použití v stabilizátoroch ladiaceho
napätia, kde vyžadujeme dobrú tepelnú stabilitu, v ostatných obvodoch potom môžeme
použiť bežné uhlíkové, napr. TR 212 a podobné. U špičkových zapojení používame
výhradne len vrstvové metalizované rezistory vo všetkých obvodoch bez rozdielu. V
zásade, čo platí pre rezistory, vzťahuje sa aj na odporové trimre, v menej náročných
zapojeniach použijeme menej tepelne stabilné lakosazové typy, napr. TP 008, 009. V zapojeniach, kde vyžadujeme lepšiu tepelnú stabilitu, volíme typy keramického prevedenia,
napr. TP 110, 112, najlepšie však cermetové TP 01 1, 012.
Kondenzátory vo vysokofrekvenčných obvodoch používame zásadne ploché keramické, rada TK 7xx, TK 6xx. Do rezonančných obvodov použijeme typy s minimálnou
tepelnou závislosťou, z hmoty N047, ktoré majú mierny záporný súčiniteľ, ktorý vhodne
kompenzuje kladnú tepelnú závislosť cievok. Na blokovanie napájacieho napätia môžeme
použiť typy z hmoty s väčšou permitivitou, ktoré majú menšie rozmery a aj väčšiu
tepelnú závislosť a preto sú do ladených obvodov nevhodné.
42
Žilinská univerzita v Žiline
Un [VJ
12,5
25
32
40
50
250
Značenie
n
P
q
s
t
d
Hmota
N 047
N750
N1 500
E.1000
E4000
Značenie
J
U
V
F
W
Tab.7.1.a Značenie plochých keramických kondenzátorov
Obr.7.1.a Značenie kondenzátorov
Do medzifrekvenčných ladených obvodov je najlepšie použiť polystyrolové typy
TGL5155 (NDR). Ich záporný teplotný súčiniteľ je o niečo väčší ako u kondenzátorov z
hmoty N047, môžeme ich však v prípade nedostatku nahradiť typom TK 754. V
nízkofrekvenčných obvodoch ako oddeľovacie a väzobné by sme mali používať
polyesterové kondenzátory, napr. TC 205 alebo TGL38I59 (NDR) a podobné, len v
odôvodnených prípadoch použijeme keramické .
Medzifrekvenčné cievky zásadne používame spolu s krytom, len v špecifických
prípadoch bez krytu. Cievky v ladených obvodoch sa dolaďujú feritovými jadrami, ktoré
sú značené farebne a najčastejšie v prevedení so závitom M4 v dĺžke 8 alebo 12 mm.
Veľmi často sa v popisovaných zapojeniach vyskytuje cievka ladeného obvodu
VKV a mf transformátor, preto si popíšeme ich stavbu. Mf transformátor - po odstránení
pôvodného vinutia z kostričky -najprv navíjame sekundárne vinutie pri spodnom konci
kostričky a to lakovaným drôtom o konkrétnom priemere, potom navinieme primárny
obvod. Cievky sa navíjajú s rovnakým zmyslom. Pri zapájaní koncov drôtov vinutia vždy
dbáme na to, aby spolu susedili „studené" konce cievok, čím sa zmenšia parazitné väzby
a zlepší stabilita zapojenia. Nakoniec na primárne vinutie pripojíme kondenzátor
ladeného obvodu. Vinutie je treba fixovať. Konce zaistíme niťou a ešte zalakujeme
vhodným bezfarebným lakom.
Cievky mávajú len pár závitov, maximálne do 10 a navíjame ich pomerne hrubým
drôtom. Ak má cievka náhodou odbočku, tak najprv očistíme drôt v mieste odbočky a
urobíme na ňom slučku asi 2 mm, ktorú pocínujeme. Vinutie potom navíjanie od odbočky
na trn vhodného priemeru, takého, aby sme vedeli už navinutú cievku potom nasadiť na
kostričku. Konce vinutia dôkladne očistíme a zaspájkujeme do dosky so spojmi.
43
Žilinská univerzita v Žiline
8. KONCOVÝ ZOSILŇOVACÍ VÝKONOVÝ STUPEŇ 1W
Na zosilnenie nf signálu, ktorý je už demodulovaný som použil monofónny
zosilňovač, s výstupným výkonom 1 W, osadený obvodom LM 386.
Schéma zapojenia je na obr. 4.a. Zo vstupného konektora K2 je signál cez oddeľovací
kondenzátor C1 privádzaný na potenciometer hlasitosti P1. Z jeho bežca ide cez rezistor
R1 na neinvertujúci vstup koncového zosilňovača IC1. Jeho zisk je daný rezistorom R2,
pripojeným spolu so sériovým kondenzátorom C3 medzi vývodmi GAIN obvodu IC1.
Tým je daný zisk koncového zosilňovača IC1 34 dB (50x). Na výstupe je zapojený RC
člen R3, C4 obmedzujúci vf kmitanie koncového stupňa . Záťaž je pripojená cez väzobný
kondenzátor C5 na konektore K3.
Obvod je napájaný z externého zdroja jednosmerného napätia 4 až 12 V. Prúdová
spotreba je závislá na napájacom napätí a vybudení a pohybuje sa v rozpätí od 1 do 120
mA. Frekvenčný rozsah zosilňovača je 20 Hz až 20 kHz, pre šírku pásma -3dB. Na doske
zosilňovača je napájanie ešte filtrované dvojicou kondenzátorov C6 a C7.
Modul zosilňovača 1W je zhotovený na jednostrannej doske s plošnými spojmi
o rozmeroch 28 x 41 mm. Zapojenie obsahuje minimum externých súčiastok.
Obr.8.a Rozloženie súčiastok na doske modulu
zosilňovača
Obr.8.b Obrazec dosky spojov modulu
zosilňovača
44
Žilinská univerzita v Žiline
Obr.8.c Schéma zapojenia zosilňovača 1 W
9. NAPÁJACIE ZDROJE PRIJÍMAČA
Činnosť celého prijímača je podmienená dodávaním el. energie vo forme
jednosmerného napätia a prúdu. Energiu získavame zo striedavej siete pomocou
sieťových napájacích zdrojov. Na napájanie som musel použiť dva samostatné moduly
napájania a to 30V pre ladiace napätie pre varikapy TV tunera, ktoré je v rozsahu od 0,5
až 30V. K ladeniu som použil potenciometer P1. Toto ladiace napätie musí byť dobre
filtrované a stabilizované.
Druhým modulom napájania je 12V stabilizovaný zdroj. TV tuner sa napája týmto
napätím, pásma sa prepínajú elektronicky v tuneri pomocou spínacích diód tak, že sa na
vývod požadovaného pásma pripojí napätie + 12V. Vývody napájania ostatných dvoch
pásiem musia zostať nepripojené.
Ďalej je týmto napätím (12V) napájaný aj obvod IO1 (SA 612). Toto napätie som však
ešte stabilizoval na 8V Zenerovou diódou. To je napätie ktoré udáva výrobca ako
napájacie napätie. Taktiež je napätím +12V napájaný obvod IO2 (MAA 661).
Koncový zosilňovač je napájaný napätím +12V. Z týchto dôvodov som sa snažil
navrhnúť filtráciu a stabilizáciu tohto modulu napájania o niečo zložitejšiu ako pre modul
napájania 30V. Filtrácia je veľmi dôležitá hlavne preto, aby sa na IO 1 a IO2 nedostávali
rôzne šumy z napájacieho napätia, čo by v konečnom dôsledku negatívne ovplyvňovalo
vlastnosti celého prijímača.
Kôli tomu som použil pred usmerňovačom kondenzátory C1 a C2, ktoré blokujú vf.
zložku superponovanú na sieťové napätie.
45
Žilinská univerzita v Žiline
Tr.-transformátor
Usm.- usmerňovač
F – filter
Stab- stabilizátor
Obr.9.a Všeobecná bloková schéma napájacieho zdroja
Základnou časťou sieťového napájacieho zdroja je usmerňovač, ktorý premieňa
striedavé napätie na jednosmerné napätie. Skladá sa zo štyroch diod , zapojených do
mostíka, na ktorý je pripojená záťaž.
Ako filter som použil filter so zberacím kondenzátorom s kapacitou 2 mF. Tento spôsob
filtrácie je vhodný pre malé prúdy, čo ma priviedlo k rozhodnutiu použiť tento princíp.
Pre veľké prúdy sa používajú LC filtre.
Ďalšou časťou napájacích zdrojov sú stabilizátory. Na tieto sa kladú veľmi prísne
požiadavky, nakoľko potrebujeme udržať konštantné hodnoty napätia na záťaži pri
kolísaní napätia zdroja, alebo pri zmenách zaťažovacieho prúdu. Veľmi dobré vlastnosti
vykazujú integrované stabilizátory.
Pre stabilizáciu 12V som použil štandardný stabilizátor s pevným výstupným napätím. Je
to stabilizátor MA 7812 , ktorý je pre prúdy do 1A.
Obr.9.b Schéma zapojenia napájacieho zdroja so stabilizátorom MA 7812
46
Žilinská univerzita v Žiline
Obr.9.c Doska plošného spoja pre stabilizovaný zdroj 12V
Pre napätie 30V som použil stabilizátor s nastaviteľným výstupným napätím LM 317,
v základnom katalógovom zapojení. Tento stabilizátor umožňuje vo vhodnom zapojení
stabilizovať až napätie na hodnotu 37V
Obr.9.d Schéma zapojenia napájacieho zdroja so stabilizátorom LM 317
10. KOMUNIKAČNÝ PRIJÍMAČ S DIGITÁLNYM SPRACOVANÍM SIGNÁLU
Ak sa hovorí o digitalizácii vysielania, tak väčšinou v súvislosti s televíziou.
Analógový televízny signál prijímaný cez anténu by mal podľa plánov Európskej únie do
roku 2012 nahradiť digitálny štandard. Predstavy o digitalizácii rozhlasového vysielania
sú však zatiaľ napriek niekoľkým európskym pilotným projektom veľmi hmlisté.
Rovnako ako pri digitálnej televízii, aj pri rozhlasovom vysielaní prinesie opustenie
analógového signálu vyššiu kvalitu príjmu, rozšíri frekvenčný priestor pre nové stanice a
vytvorí predpoklady na vznik nových služieb. Na jednu frekvenciu sa totiž zmestí vďaka
komprimácii viac dátových tokov.
47
Žilinská univerzita v Žiline
Poslucháči budú môcť napríklad prepínať medzi hudobným vysielaním, spravodajstvom a
informáciami o doprave, ktoré pobežia na jednej rozhlasovej stanici súčasne. Na správy či
dopravný servis teda nebudú musieť čakať ako v súčasnosti – budú si ich môcť pustiť na
želanie. Niektoré digitálne rádiové prijímače umožnia vysielanie aj pozastaviť a neskôr
pokračovať v prehrávaní už odvysielaného programu. Digitálny signál prenáša aj iné dáta
ako rozhlasové vysielanie. Jednoduchá služba ako RDS, ktorá na displeji rádia zobrazuje
názov naladenej stanice, tak môže nadobudnúť oveľa rafinovanejšiu a užitočnejšiu
podobu. Môže zobrazovať najaktuálnejšie správy či grafické prvky. Napríklad mapy
počas predpovede počasia, ale aj reklamné bannery, čím by sa mohol otvoriť nový
priestor pre rozhlasovú reklamu. Navyše, s prepojením na satelitný pozičný systém GPS
(Global Positioning System) by marketéri mohli zacieliť rozhlasové spoty podľa pozície,
kde sa poslucháč práve nachádza. Na jednu digitálnu frekvenciu sa zmestí nie jedna ako
pri analógovom systéme, ale osem až desať staníc. Mohol by sa tak otvoriť priestor pre
nových hráčov zameraných na rôzne žánre, podobne ako v internete. Napriek výhodám
digitálneho vysielania stojí a padá jeho rozmach na spotrebiteľskom rozšírení zariadení,
ktoré sú schopné digitálny signál prijímať. Poslucháči totiž potrebujú dekodér alebo nový
prijímač a tie sú zatiaľ drahé. Priemerná cena sa pohybuje okolo 60 eur. Navyše, o novej
technológii nemajú veľa informácií a mnohí o nej ešte ani nepočuli. Keďže chýba dopyt,
rozhlasové stanice sa do digitalizácie nehrnú. Na rozdiel od digitálnej televízie nejestvuje
ani tlak zo strany štátu, ktorý by stanovil termín na vypnutie analógového signálu.
V tejto častí sa zameriam na aplikácie A/D prevodníkov, D/A prevodníkov
a digitálnych signálových procesov v profesionálnych komunikačných prijímačoch,
určených pre analógové aj digitálne modulácie.
V rádiových prijímačoch pre analógové modulácie sa uskutočňujú rôzne formy
spracovania signálu, ktoré možno realizovať nielen klasickými obvodmi, ale taktiež po
predchádzajúcej digitalizácii analógových signálov aj obvodmi digitálnymi. Prechod na
digitálne spracovanie signálu môže priniesť nielen výrazné zlepšenie technických
parametrov celého prijímača, ale vďaka vyspelej technológii a veľkosériovej výrobe
uvažovaných obvodov, taktiež výrazné ekonomické prínosy. Názorne to dokumentuje
jeden z najčastejších procesov uskutočňovaných v rádiových prijímačoch – frekvenčná
filtrácia. Analógové dolné, horné a pásmové priepuste RLC sú relatívne drahé a to nielen
v dôsledku vysokej ceny komponentov ale i vzhľadom k nutnosti ich individuálneho
ladenia pri výrobe pri servise.
48
Žilinská univerzita v Žiline
Výhodou digitálnych frekvenčných filtrov realizovaných v monolitickej podobe je to, že
tieto nedostatky nemajú. Priebehy ich frekvenčných charakteristík majú digitálnu
presnosť a reprodukovateľnosť. Časová a teplotná stabilita je u nich výborná. Uvedené
priaznivé vlastnosti digitálnych filtrov sú dosahované predovšetkým tým, že dominantne
závisia na taktovacom signály, ktorého frekvenčnú stabilitu a presnosť možno pri využití
moderných metód syntézy frekvencií udržovať na vysokej úrovni.
Väčšina uvedených predností je charakteristická nielen pre digitálne frekvenčné filtre,
ale i pre ďalšie obvody s digitálnym spracovaním signálu, ako sú napr. rôzne typy
digitálnych demodulátorov, obvody pre delenie modulovaných prijímaných signálov na
synfáznu a kvadratúrnu zložku. Tieto dielčie jednotky sa obvykle riešia ako monolitické
integrované obvody, označované ako Digitálne signálové procesory. Tieto procesory
doplnené A/D prevodníkmi predstavujú základné funkčné bloky digitálnej časti
uvažovaných prijímačov.
10.1 A/D prevodníky:
Pokiaľ by mali byť v maximálnej miere využité všetky výhody digitálneho
spracovania signálu, bolo by vhodné uskutočňovať A/D prevod tesne za prijímacou
anténou, teda priamo na vstupe prijímača. Takéto koncepcie však zatiaľ nie sú prakticky
realizovateľné. Hlavným limitujúcim faktorom sú obmedzené schopnosti súčasných A/D
prevodníkov. Jedným zo základných parametrov A/D prevodníkov je ich dynamický
rozsah, definovaný obecne ako pomer maximálneho a minimálneho vstupného signálu. U
n-bitvého prevodníka je dynamický rozsah DR viazaný s počtom bitov n relácií.
log (DR + 1) = nlog 2 = 0,301 n
Pri obvykle dobre splnenej nerovnosti DR > 1 je dynamický rozsah vyjadrený v dB
DR[dB] = 20 log DR = 6,02n
Teda s každým pridaným bitom sa zväčšuje približne o 6 dB.
U moderných komunikačných prijímačov ,určených pre uvažované vysokofrekvenčné
pásmo 0,1 až 30 MHz, teda zhruba pre DV, SV a KV sa bežne vyžaduje dynamický
rozsah 100 až 120 dB. Tomu zrejme odpovedá 16 až 20 bitová reprezentácia
kvantovaných vzorkov. Pokiaľ by mal A/D prevodník spracovávať prijímané signály
v celom ich frekvenčnom pásme, tj. s max. frekvenciou fmax = 30 MHz, musel by
v zhode so Shannonovou teóriou pracovať so vzorkovacou frekvenciou min fv = 2fsmax
= 60 MHz. Prevodníky s takýmito parametrami však zatiaľ nie sú dostupné. Základný
problém tu totiž spočíva v tom, že s rastúcim počtom bitov na vzorku, a teda so
49
Žilinská univerzita v Žiline
zväčšovaním
dynamického
rozsahu,
sa
približne
nepriamo
úmerne
zmenšuje
dosiahnuteľná frekvencia vzorkovania. Tak napr. moderné A/D prevodníky so
vzorkovacou frekvenciou fv = 60 Mhz sú maximálne 8 bitové, a majú dynamický rozsah
asi 48 dB, čo je ale pre danú aplikáciu zrejme nedostačujúce. Oproti tomu u prevodníkov
so 16, alebo i viac bitmi, ktoré by vyhovovali svojím dynamickým rozsahom, nemožno
dosiahnuť vyšších vzorkovacích frekvencií ako 50 až 150 kHz.
10.2 Digitálne signálové procesory:
Charakteristickou črtou digitalizovaných komunikačných prijímačov, určených
pre príjem signálov s rôznymi typmi amplitúdových a frekvenčných modulácií, je
skutočnosť, že ich digitálny signálový procesor je „dvojkanálový“, pretože je určený pre
spracovanie vstupného signálu rozdeleného do tzv. synfáznej zložky I a kvadratúrnej
zložky Q. Toto rozdelenie sa prevádza buď ešte pred demodulácoiu – teda na
medzifrekvencii, alebo priamo v procese synchrónnej demodulácie. Môže byť realizované
analógovými obvodmi (obr1). Ale možno ho aj realizovať taktiež čisto digitálne. (obr2)
Uvažovaná dvojkanálová koncepcia sa môže javiť na prvý pohľad možno zbytočne
zložitá. Má však veľkú prednosť v tom, že umožňuje rozlíšiť v demodulovanom signály
zložku odpovedajúcu napr. dolnému postrannému pásmu prijímaného signálu od zložky
odpovedajúcej hornému postrannému pásmu. Zdôraznime že rozlíšenie, resp výber
jedného z postranných pásiem je nutné pre príjem signálu SSB a signálov ISB.
K principiálnemu objasneniu funkcie obvodu pre delenie modulovaného signálu do
zložiek I a Q, slúži obr.1. znázorňujúci tzv. zmiešavač so samočinným potlačením
zrkadlových signálov. Tento zmiešavač vzniká vhodnou kombináciou dvoch dielčích
zmiešavačov S1 a S2, doplnených o niekoľko ďalších pasívnych členov. Predpokladajme
, že na jeho vstup prichádza jednak užitočný signál o frekvencii fs, jednak nežiadúci
zrkadlový signál o frekvencii fz. Oba tieto signály sa v deliči výkonu delia do dvoch
zhodných zložiek. Tieto prichádzajú ako synfázne na jeden vstup dielčích zmiešavačov
S1, S2. Na druhý vstup týchto zmiešavačov prichádzajú signály miestneho
oscilátora(heterodynu), ktoré majú rovnakú frekvenciu, avšak trvalý fázový posuv 90 tj.
sú v kvadratúre. Medzifrekvenčné výstupy oboch zmiešavačov sa po frekvenčnej filtrácii
privádzajú do hybridného kvadratúrneho člena. Vplyvom takto definovaných fázových
pomerov sa na jednom výstupe člena objavuje medzifrekvenčný signál f
smf
vznikajúci
z požadovaného vstupného signálu fs, a na druhom výstupe medzifrekvenčný signál f zmf
vznikajúci z nežiadúceho zrkadlového
signálu fz – je teda dosiahnutá ich dokonalá
50
Žilinská univerzita v Žiline
separácia. Ak budeme považovať u zmiešavača z obr.1 užitočný signál
fs za dolné
postranné pásmo signálu DSB alebo ISB, ďalej signál miestneho oscilátora f0 za nosnú fc
a konečne zrkadlový signál fz za horné postranné pásmo, objaví sa na jednom výstupe
hybridného člena zložka zodpovedajúca dolnému postrannému pásmu a na druhom
výstupe zložka zodpovedajúca hornému postrannému pásmu vstupného signálu DSB
resp. ISB.
Pri uvažovaných frekvenčných reláciách sú obe tieto zložky situované do základného
pásma, tj. sú zložkami demodulovanými, skúmané zapojenie tu totiž pracuje ako
homodyn – čo je superheterodyn s nulovým medzifrekvenčným kmitočtom (pre fc = fo je
zrejme fmf = fc –fo =0). Skutočnosť, že homodym okrem frekvenčnej translácie realizuje
súčasne aj synchrónnu demoduláciu vstupného signálu je jeho veľkou prednosťou. Jeho
ďalšou výhodou
ja aj dokonalé
odstránenie problémov spojených s príjmom
nežiadúcich zrkadlových signálov
fz = fs + 2fmf, ktorá sa tu stotožňujú s prijímaným užitočným signálom fs.
U prijímačov homodynného typu môže byť výhodné to, že podstatná časť zosilnenia
a selektivity
sa získava až v základnom pásme. Pre správnu činnosť klasického
homodynu je však potrebná dokonalá frekvenčná a fázová koherencia miestneho
oscilátora s nosnou vlnou prijímaného signálu, ktorej dosiahnutie je obtiažne. U zapojenia
na obr.1 so vstupným signálom deleným do I a Q môžu byť požiadavky na koherenciu
signálu miestneho oscilátora menej prísne.
Obr.10.a. Zmiešavač so samočinným potlačením zrkadlových signálov
51
Žilinská univerzita v Žiline
10.3 Superheterodynný prijímač s digitalizáciou medzifrekvenčného signálu
Na obr.10.b. je schéma zapojenia superheterodynného prijímača s jedným
zmiešavaním, u ktorého je prijímaný signál premenený v zmiešavači na signál
medzifrekvenčný, ktorý je po zosilnení v A/D prevodníku digitalizovaný. Nasledujúce
delenie signálu do zložiek I a Q sa uskutočňuje v digitálnom deliči, a to tak, že sa reálne
vzorky jeho vstupného signálu násobia komplexnou (sínusovou a kosínusovou )
digitalizovanou reprezentáciou heterodynného signálu. Zložky I a Q ďalej prechádzajú
digitálnymi dolnými priepusťami, ktoré sa zbavia nežiadúcich produktov vznikajúcich
v predchádzajúcich stupňoch prijímača.(napr. v A/D prevodníku), často sa používa
priepusť typu FIR (s konečnou impulzovou odozvou ). Okrem filtračnej funkcie dovoľujú
priepuste rovnako redukovať výstupnú vzorkovaciu frekvenciu, tj. frekvenciu použitú pri
digitalizácii medzifrekvenčného signálu.
Prednosťou uvažovanej koncepcie je, že k digitalizácii signálu dochádza už na
medzifrekvencii, čím sa značne redukuje počet analógových obvodov so všetkými ich
typickými nedostatkami. Na druhej strane však má táto koncepcia niekoľko závažných
nedostatkov. Základný nedostatok spočíva v tom, že cenovo dostupné A/D prevodníky
s dostatočne veľkým dynamickým rozsahom majú malú vzorkovaciu frekvenciu, ktorá si
tým pádom vynucuje aj nízku vzorkovaciu frekvenciu. Tá má však za následok
i nedostatočné potlačenie parazitných zrkadlových signálov, ktoré je možné zlepšiť jedine
prechodom na komplikovanejšiu koncepciu superheterodynnu s dvojitým zmiešavaním
(najlepšie typu UP convertor kde prvá medzifrekvencia je vyššia ako najvyššia frekvencia
prijímaného signálu) K dosiahnutiu veľkej selektivity je potrebný veľmi akostný pásmový
filter, zaradený za druhý zmiešavač. Táto koncepcia digitalizovaného prijímača sa v praxi
nevyužíva.
Obr.10.b. superheterodyn s digitalizáciou prevedenou na výstupe mf zosilňovača
52
Žilinská univerzita v Žiline
Prijímač s priamou konverziou zložiek I a Q do základného pásma
Na obr.3 je prijímač, u ktorého sa priamo za pasívnymi vstupnými obvodmi delí
pomocou analógových zmiešavačov vstupný signál do I a Q zložiek, a tie sa pritom
súčasne
konvertujú
superheterodynu
do
základného
s nulovým
pásma.
medzifrekvenčným
Táto
koncepcia
kmitočtom
–
teda
zodpovedá
tj.
homodynu,
označovanému taktiež ako prijímač s priamou konverziou (obr.10.a). Po zosilnení a po
filtrácii dolnými priepusťami sa obidve zložky digitalizujú ďalej spracúvajú obvyklím
spôsobom. Analógová časť takéhoto prijímača je redukovaná takmer na absolútne
minimum, čo je jeho najväčšou prednosťou. Prijímač homodynného typu však má taktiež
radu nedostatkov, ktoré nie je možné pri súčasnom stave technológie dosť dobre
prekonať. Ak má byť prekryté pásmo 0,1 – 30 MHz, musí byť v tomto pásme
preladiteľný aj miestny oscilátor. Ten je v moderných komunikačných prijímačoch
riešený ako syntezátor frekvencií. Frekvenčná syntéza v pásme širšom ako dve oktávy je
dnes síce už bežná, ale v danom prípade je komplikovaná, lebo syntezátor musí
poskytovať dva výstupné signály so vzájomnou fázou presne 90°. V uvedenom širokom
pásme by malo byť dosiahnuté dokonalého súbehu amplitúdových a fázových
charakteristík kanála I a Q, čo zrovna nie je ľahké. Pokiaľ je súbeh len o málo narušený,
rýchlo sa zväčšujú presluchy medzi oboma postrannými pásmami, narastá nelineárne
skreslenie a pod.
Ďalší problém vzniká tým, že prakticky celé zosilnenie prijímača je sústredené do
základného pásma.
Obr.10.c Superheterodyn s priamou konverziou zložiek IQ do základného pásma
53
Žilinská univerzita v Žiline
Superheterodynný prijímač s dvojitým zmiešavaním a priamou konverziou zložiek
I,Q do základného pásma.
Tento prijímač je riešený ako superheterodyn
najčastejšie
typu
„up-convertor“,
jeho
druhé
s dvojitým zmiešavaním
zmiešavače
pracujú
s nulovým
medzifrekvenčným kmitočtom a prevádzajú teda obidva vstupné signály
priamo do
základného pásma. Táto koncepcia má niekoľko výhod. A/D prevodníky tu spracovávajú
analógové signály
v základnom pásme, takže môžu mať pri požadovanej nízkej
vzorkovacej frekvencii veľký dynamický rozsah. K analógovému deliču zložiek I, Q
prichádzajú vstupné signály s konštantnou frekvenciou, odpovedajúcou 1. mf prijímača,
a vďaka tomu môže byť dosiahnutá presná symetria oboch vetiev tohto deliča
.Zosilňovače a dolné priepuste nasledujúce za deličom IQ zaisťujú len časť celkového
zosilnenia a selektivity prijímača ,čo rovnako uľahčuje dosiahnutie presného súbehu ich
frekvenčných charakteristík. Prípadné malé odchýlky od súbehu je potom možné
korigovať v digitálnom signálovom procesore. Teoreticky by takáto korekcia bola možná
i u zapojenia z obr.10.b a 10.c, avšak nesymetria kanálov IQ je tu oveľa väčšia, a tým aj
jej dokonalé odstránenie v procesore DSP je prakticky nemožné. Hlavným nedostatkom
prijímača z obr.10.d
je pomerne veľká vstupná analógová vysokofrekvenčná
a medzifrekvenčná časť, ktorá je výrobne drahá z funkčného hľadiska vykazuje typické
nedostatky analógových obvodov. Pri celkovom hodnotení sa ukazuje táto alternatíva ako
najlepšia zo spomínaných.
Obr.10.d Superheterodynný prijímač s dvojitým zmiešavaním a priamou konverziou
zložiek I,Q do základného pásma.
54
Žilinská univerzita v Žiline
11. ZHODNOTENIE VÝSLEDKOV:
Navrhnutá koncepcia prijímača vykazuje veľa výhod. Ako vstupný diel som
použil TV tuner 6 PN 387 273, ktorý má v porovnaní s inými tunermi vyššie zosilnenie.
Toto zosilnenie by som nedosiahol riešením vstupnej jednotky ako samostatných
modulov zložených z jednotlivých filtrov a vf zosilňovačov. Taktiež sú zlepšené aj
elektrické parametre tunera, pretože je použitá technológia povrchovej montáže súčiastok
SMT. Toto taktiež umožňuje zmenšiť mechanické rozmery a vysoko zvyšuje
spoľahlivosť. Vďaka tomu, že v technológii SMT nie sú drôtové vývody súčiastok, môžu
byť vnútorné rozmery podstatne menšie ako u klasického prevedenia. Tým zaberá menšiu
plochu na doske spojov a umožňuje kompaktnejšie prevedenie. Doska plošného spoja
tohto tunera je osadená z obidvoch strán, čo ušetrí ďalších 50 % plochy dosky. Týmto
klesajú aj výrobné náklady na samotné zhotovenie komunikačného prijímača. Taktiež pri
manipulácii s prijímačom, pokiaľ by bola táto vstupná časť navrhnutá a zhotovená
samotným konštruktérom ( teda namiesto tunera ) by mohlo často dochádzať aj
k miernym otrasom, čím by sa mohol prejaviť niektorý studený spoj, ktorý by mohol
vzniknúť pri spájkovaní. Pri SMT technológii je spoľahlivosť vyššia, pretože SMD
súčiastky sú menšie, ľahšie a spoľahlivejšie sú spojené s doskou. Všeobecne návrh
vstupnej časti takéhoto komunikačného prijímača je veľmi náročný.
Pomerne náročný je aj návrh a konštrukcia vstupných filtrov. Filtre spoločne
s nasledujúcim zosilňovacím aktívnym prvkom pre dané pásmo by museli byť riešené
samostatne. Pokiaľ by som uvažoval pásmo VHF I (45- 165 MHz) pri návrhu by som bral
do úvahy výpočet súčiastok pre túto frekvenciu. Ale už pre pásmo VHF III (160- 460
MHz) by som musel navrhovať súčiastky vzhľadom k tejto frekvencii, pretože by sa
podstatne menil charakter vstupných obvodov, pokiaľ by bol použitý vstupný obvod pre
VHF I.
Vieme že zmenou frekvencie sa výrazne mení kapacita kondenzátora, a taktiež
zmenou vstupnej frekvencie sa mení vnútorný odpor tranzistora. V tuneri sa s týmto
problémom nestretávame, nakoľko tam už sú vyriešené tieto vstupné obvody a na oveľa
menšej ploche. Z tohto vyplíva jednoznačná úspora či už súčiastok, návrhu, alebo
samotného priestoru. Ďalej sa v tuneri nachádza aj zmiešavač, čo mi tiež uľahčilo
samotný návrh prijímača.
55
Žilinská univerzita v Žiline
Komunikačný prijímač je navrhnutý len pre signály frekvenčne modulované,
pretože amplitúdová modulácia(AM), modulácia s jedným postranným pásmom (SSB)
a CW modulácia v danom frekvenčnom pásme nevysiela, čiže by bol návrh a konštrukcia
prijímača pre tieto modulácie neefektívny. Signály s týmito moduláciami môžeme
prijímať asi do 30 MHz. Prijímanie tohto pásma však nebolo náplňou tejto práce. Pokiaľ
by sa však vysielali signály takto modulované v pásme VKV, stačilo by už len
prepínačom prepínať medzi jednotlivými detektormi, ktoré by som pre každú túto
moduláciu zaradil
za filtrom, ktorý je za zmiešavačom SA 612. Celý prijímač je
umiestnený v plastovej škatuli, kde na prednom paneli sa nachádza vypínač, prepínač
frekvenčných pásiem, ladenie prijímača, ovládanie hlasitosti a konektor na AUDIO
výstup. Na zadnej strane prijímača sa nachádza poistkové púzdro a anténny vstup 75Ω.
Navrhnutý komunikačný prijímač spoľahlivo funguje v pásme od 45 – 860
MHz, čím pokladám úlohu tejto práce za splnenú.
12. ZOZNAM POUŽITÝCH SÚČIASTOK
12.1 Komunikačný prijímač:
Rezistory – miniatúrne TR 212
R1 ...........2,2 kΩ
R3.............10 kΩ
R4.............220Ω
R5.............330Ω
R6.............120Ω
Trimre a potenciometre:
R2.............10 kΩ
P1..............10 až 50 k desaťotáčkový potenciometer
Kondenzátory keramické TK 754, TK 774, TK 724, TK 744, TK 755, TK 775, TK 725
C3, C5........18 pF
C10.............68 pF
C7...............33 pF
C9...............8,2 pF
C8...............1,5 nF
56
Žilinská univerzita v Žiline
C6...............10 nF
C12 ............4,7 nF
C13 ............150 pF
C19 ............18 pF
Kondenzátory keramické TK 782
C14, C16, C18, C20......100 nF
Kondenzátor keramický TK 656
C4...............1 pF
Kondenzátor styroflexový s veľkou akosťou a stabilitou
C21.............270 pF
Kondenzátory elektrolytycké radiálne:
C1...............100 µF/ 16V
C11.............220 µF/ 16V
C2...............10 µF/ 50V
C17..............4,7 µF/ 50V
Cievky a ladené obvody: viď ďalej
Polovodičové súčiastky:
D1................KZ 260/8V2
IO1...............SA 612
IO2...............MAA 661
Ostatné súčiastky:
Kryštál ..........48 MHz (3.harmonická)
Keramický mf filter ......10,7 MHz
E10,7 S
TV hyperband tuner – TV kanálový volič OTF 6 PN 387 273
12.2 Zosilňovač 1 W:
R1...............10 kΩ
R2...............1,2 kΩ
R3...............10Ω
C3...............10 µF/50V
C5...............220 µF/16V
57
Žilinská univerzita v Žiline
C6...............470 µF/25V
C1...............1 µF/CF1
C2...............1 nF
C4, C7........100 nF
IC1..............LM 386
P1...............P 16M/10 kΩ
12.3 Zdroje napätia:
transformátor s odbočkami
stabilizátor........MA 7812
stabilizátor........LM 317
usmerňovacie diódy.......KY 132/80
kondenzátory .........2 mF/ 100V
led dióda ................LQ 1102
rezistor ..................3k3
kondenzátory..........10 nF
kondenzátory..........2 µF
58
Žilinská univerzita v Žiline
Použitá literatúra
[1]
[2]
[3]
[4]
[5]
[6]
[7]
[8]
[8]
[9]
[10]
[11]
[12]
[13]
[14]
Amatérske krátkovlnné prijímače Jaroslav Navrátil Vydanie I. Praha 1969
Navrhování obvodu tranzistorových prijímačov B.Sieber, J. Drábek
Nakladatelství technické literatury Praha 1967
Kanálový volič (neznámy autor)
Analógové obvodové systémy vybrané kapitoly Ing. Vladimír Hotmar PhD.
Vydala Žilinská univerzita v EDIS 2004
Sdelovací technika 7/ Elektronika, Komunikace, Multimédia Červenec 1994
Vydáva Rozvid s.r.o.
IO pro spotrební elektroniku, obvody pre TV prijímače MAA 661 SOUEaEaU
Vejprnicka56 PLZEN 2002
Amatérske RADIO rada B číslo 5/1995
Amatérske rádio 1/2004 vydavateľ AMARO s.r.o
Demodulátory s premenou FM na šírkove modulované impulsy (neznámy autor)
OTF VHF/UHF televízne kanálové voliče 6PN 387 27X and familly OTF a.s.
Nižná 1994
Amatérske rádio pro konstruktéry 1988 ročník XXXVII
Amatérske rádio 5/2004
http://.edunet.soupol.cz/weisz/dilna/en_kat/ds661.zip
http://stanislavkan.blog.sme.sk/c/85596/Prijem-rozhlasovych-stanic.html
Analógové obvodové systémy II Ing. Vladimír Hotmar PhD. Žilina 2006
59
Žilinská univerzita v Žiline
ČESTNÉ PREHLÁSENIE
Prehlasujem, že som túto diplomovú prácu vypracoval samostatne pod odborným
vedením vedúceho diplomovej práce Doc. Ing. Rudolfom Hroncom CSc. a používal som
len literatúru uvedenú v práci.
Súhlasím so zapožičiavaním diplomovej práce.
V Žiline dňa 18.05.2007
.........................
Peter KUBO
60
Žilinská univerzita v Žiline
Poďakovanie
Touto cestou by som sa chcel poďakovať všetkým, ktorí odbornou cestou alebo
teoretickou pomocou prispeli k vypracovaniu tejto diplomovej práce. Taktiež tým, ktorí mi
pomohli zohnať niektoré komponenty, potrebné k ukončeniu práce. Zvlášť sa chcem
poďakovať vedúcemu diplomovej práce Doc. Ing. Rudolfovi Hroncovi CSc. za jeho cenné
rady, pripomienky, ochotu a čas, ktorý mi venoval pri konzultáciách.
61
Žilinská univerzita v Žiline
62
Download

Návrh komunikačného prijímača pre pásmo 45