ZÁPADOČESKÁ UNIVERZITA V PLZNI
FAKULTA ELEKTROTECHNICKÁ
KATEDRA TECHNOLOGIÍ A MĚŘENÍ
DIPLOMOVÁ PRÁCE
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio
aplikace
vedoucí práce:
autor:
Ing. Michal Kubík
Bc. Jiří Toušek
2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
// Zadání
Jiří Toušek 2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Anotace
Diplomová práce se zabývá problematikou digitálně-analogových převodníků
pro audio aplikace. První část práce obsahuje stručný úvod do problematiky
používaných číslicových audio modulací a sběrnic a popisu jejich vlastností. Následující
část vysvětluje základní principy úpravy digitálního signálu a funkční principy
jednotlivých bloků, ze kterých se moderní digitálně-analogové převodníky skládají. Ve
třetí části práce je uveden přehled na trhu dostupných typů digitálně-analogových
převodníků a rozbor jejich parametrů. Čtvrtá, hlavní, část práce je zaměřena na
praktickou konstrukci funkčního vzorku modulu využívajícího moderní digitálněanalogový převodník. Dále zde bylo provedeno porovnání návrhu analogové části
funkčního vzorku s průběhy získanými pomocí počítačové simulace. V závěru práce
jsou uvedeny výsledky měření, která byla na realizovaném modulu provedena a tyto
jsou diskutovány.
Klíčová slova
Digitálně-analogový převodník, S/PDIF, převzorkování, delta-sigma modulátor,
tvarování šumu, termometrický kodér, dynamické řazení segmentů
I
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Abstract
The Master thesis deals with digital analog converters for audio applications.
The first part of this thesis provides a brief introduction to the issue of modulation and
busses used in digital audio and a description of their properties. The following section
explains the basic principles of digital signal editing and describes the function
principles of each part, from which the modern digital to analog converter consist of.
The third part of the text is an overview of the market available types of digital to
analog converters and analysis of their features. Fourth part is focused on the
description of practical construction of the sample module using modern digital to
analog converter. A brief comparison of the analog part design with computer
simulation results are discussed in this part of the work. The last part is formed by the
results of measurements made on the realized module. The measured results are
introduced in conclusion of this work.
Key words
Digital-to-analog converter, S/PDIF, Oversampling, Delta-sigma modulator,
Noise shaping, Thermometric encoder, Dynamic element matching
II
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Prohlášení
Předkládám tímto k posouzení a obhajobě diplomovou práci, zpracovanou na závěr
studia na Fakultě elektrotechnické Západočeské univerzity v Plzni.
Prohlašuji, že jsem tuto diplomovou práci vypracoval samostatně, s použitím
odborné literatury a pramenů uvedených v seznamu, který je součástí této diplomové
práce.
Jiří Toušek
V Plzni dne 9.5.2011
III
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Poděkování
Tímto bych rád poděkoval vedoucímu diplomové práce Ing. Michalu Kubíkovi za
cenné profesionální rady, připomínky a metodické vedení práce.
Děkuji také svým rodičům za jejich podporu během celého studia.
IV
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Seznam v práci použitých symbolů a zkratek
Symbol
Popis
ADI
AES
ASCII
ASRC
Bit
BMC
C
CD
CMOS
D
DAC, D/A
DAT
DEM
DPH
DPS
DSD
DVD
DWM
EBU
EUR
GND
HW
I2C
I2S
IMD
IO
L
LSB
MIT
MSB
NTF
PCM
R
RCA
S/PDIF
SCMS
SD
SNR
SPI
STF
T
TDM
THD
THD+N
UCC
Analog Devices
Audio Engineering Society
Tabulka znaků
Asynchronní převodník vzorkovací frekvence
Dvojkové číslo
Dvojfázové kódování
Kondenzátor
Kompaktní disk
Komplementární polovodič kov-oxid
Dioda
Digitálně/Analogový převodník
Digitální zvuková páska
Dynamické řazení elementů
Daň z přidané hodnoty
Deska plošného spoje
Přímý číslicový tok
Digitální víceúčelový disk
Průměrování dat podle váhy
Evropské sdružení pro vysílání
Euro
Elektrická zem
Hardware
Mezi-obvodová sběrnice
Interní audio sběrnice
Intermodulační zkreslení
Integrovaný obvod
Cívka
Bit s nejnižším významem
Massachusettský Institut technologií
Bit s nejvyšším významem
Přenosová funkce šumu
Pulzně kódová modulace
Rezistor
Radio Corporation of America
Sony/Philips digitální rozhraní
Systém správy sériového kopírování
Sériová data
Odstup užitečného signálu od šumu
Sériové periferní rozhraní
Přenosová funkce signálu
Tranzistor
Časový multiplex
Harmonické zkreslení
Harmonické zkreslení + šum
Napájecí napětí
V
Jiří Toušek 2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
USD
VCXO
VPP
WS
XLR
XO
Americký dolar
Napětím řízený oscilátor
Napětí špička-špička
Výběr slova
Audio konektor pro profesionální využití
Krystalový oscilátor
VI
Jiří Toušek 2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Obsah
1.
Úvod.......................................................................................................................... 1
1.1.
2.
Číslicové modulace a sběrnice .................................................................................. 3
2.1.
3.
Cíl práce ............................................................................................................. 1
PCM ................................................................................................................... 3
2.1.1.
Vzorkování.................................................................................................. 3
2.1.2.
Kvantování .................................................................................................. 4
2.1.3.
Dithering ..................................................................................................... 4
2.1.4.
Kódování ..................................................................................................... 5
2.2.
DSD .................................................................................................................... 6
2.3.
Datová sběrnice I2S ............................................................................................ 7
2.4.
S/PDIF ................................................................................................................ 9
2.4.1.
Sub-rámec formátu S/PDIF ...................................................................... 11
2.4.2.
Řídící bity podle IEC958 ......................................................................... 11
2.4.3.
Rámec formátu S/PDIF ............................................................................. 12
2.4.4.
Praktické využití ....................................................................................... 13
Hlavní principy D/A převodu ................................................................................. 14
3.1.
Hodinový jitter ................................................................................................. 15
3.1.1.
4.
5.
Datový jitter a obnova hodinového signálu .............................................. 16
3.2.
Převzorkování .................................................................................................. 17
3.3.
Převod vzorkovací frekvence ........................................................................... 19
3.3.1.
Zvýšení vzorkovací frekvence .................................................................. 21
3.3.2.
Převodník vzorkovací frekvence .............................................................. 21
Delta-sigma modulátor ........................................................................................... 22
4.1.
Delta modulátor ................................................................................................ 22
4.2.
Tvarování šumu ................................................................................................ 25
4.3.
Delta-sigma modulátor ..................................................................................... 26
4.3.1.
Delta-sigma modulátor 1. řádu ................................................................. 26
4.3.2.
Vícebitový delta-sigma modulátor 1. řádu ............................................... 30
4.3.3.
Digitální modulátor delta-sigma ............................................................... 31
Digitálně-analogový převodník .............................................................................. 32
5.1.
D/A převodník s dynamickým řazením segmentů ........................................... 34
5.2.
Průměrování dat podle váhy............................................................................. 36
5.3.
Topologie D/A převodníků .............................................................................. 38
5.4.
Texas Instruments ............................................................................................ 38
5.5.
Cirrus Logic ..................................................................................................... 41
VII
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Přehled dostupných D/A převodníků ...................................................................... 42
6.
6.1.
Analog Devices ................................................................................................ 43
6.2.
Texas Instruments ............................................................................................ 44
6.3.
Cirrus Logic ..................................................................................................... 46
6.4.
Wolfson Microelectronics ................................................................................ 47
6.5.
AKM Semiconductor ....................................................................................... 48
6.6.
ESS Technology ............................................................................................... 49
Realizace funkčního vzorku.................................................................................... 50
7.
7.1.
Návrh rekonstrukčního filtru ............................................................................ 54
8.
Měření realizovaného vzorku ................................................................................. 57
9.
Závěr ....................................................................................................................... 61
10.
Použítá literatura .................................................................................................. 63
11.
Seznam příloh ...................................................................................................... 66
12.
Přílohy .................................................................................................................. 67
VIII
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
1. Úvod
Vzhledem k vývoji moderních záznamových médií a audio formátů je dnes
naprostá většina hudebních nahrávek a zvukových dat zaznamenávána, upravována a
uchovávána v digitální formě. Veškeré přírodní děje včetně zvuku mají ovšem spojitý
charakter a nelze je příliš dobře reprodukovat v diskrétní formě, jakou je i
digitalizovaný zvukový záznam. Zde tedy nastává nutnost opětovného převodu
záznamu do spojité podoby. Zařízení, prostřednictvím kterých je zmíněný převod
uskutečňován, jsou právě digitálně-analogové převodníky. V posledních několika letech
dochází v oblasti digitálně-analogových převodníků k značnému rozvoji směrem ke
snižování spotřeby a zlepšování audio parametrů za současného snižování nákladů na
výrobu těchto polovodičových komponent. Daných klíčových cílů je dosaženo
především
pomocí
implementace
architektury
delta-sigma
společně
s dalšími
technikami sloužícími k potlačení šumu. Zastaralý typ převodníku využívající
k převodu odporové sítě byl postupem času nahrazen modernějšími, přesnějšími a
podstatně levnějšími typy pracujícími na principech kapacitních sítí a proudových
zdrojů. Digitálně analogové převodníky nacházejí v současné době své uplatnění ve
velkém množství elektrotechnických odvětví, jakými jsou nejen spotřební elektronika a
telekomunikační technika, ale také měřicí a lékařská technika či automobilový průmysl.
1.1.
Cíl práce
Práce se skládá ze tří dílčích částí. První částí je část teoretická. Tato popisuje
hlavní dnes používané principy převodu číslicového signálu na analogový. První
kapitola se zabývá číslicovými zdroji signálu, jejich vlastnostmi a strukturou
používaných datových sběrnic. V navazující kapitole jsou obsaženy obecné principy
funkce jednotlivých bloků, ze kterých se skládá moderní digitálně-analogový převodník
a následně jsou nastíněny základní metody potlačení a tvarování šumu nezbytné pro
dosažení potřebných kvalitativních audio parametrů. Závěrečná část kapitoly pak
obsahuje kompletní rozbor dvou dnes používaných topologií moderních digitálněanalogových převodníků společností Texas Instruments a Cirrus Logic.
Druhá část práce se věnuje analýze parametrů dostupných typů digitálněanalogových převodníků využitelných pro audio aplikace. Kapitola je rozdělena do
několika dílčích částí, přičemž v každé části je věnována pozornost portfoliu typů
převodníků konkrétního výrobce dodávajícího své produkty na evropský trh. Vybrané
1
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
typy digitálně-analogových převodníků jsou následně podrobněji popsány a vzájemně
diskutovány.
Praktická část práce se zabývá návrhem a realizací funkčního vzorku modulu
využívajícího moderní digitálně-analogový převodník. V této části textu je za pomoci
blokového diagramu funkčního vzorku detailně popsán princip funkce jednotlivých
částí navrženého zapojení v návazném pořadí. Podrobně je v této části práce diskutován
návrh analogového rekonstrukčního filtru typu dolní propust, sloužícího k odfiltrování
šumu. Pro ověření výpočtu byla následně provedena i simulace analogové části obvodu
pomocí studentské verze počítačového programu PSpice.
Cílem řady měření
provedených na finálním modulu digitálně-analogového převodníku bylo ověřit
správnou funkčnost celého zařízení a definovat jeho kvalitativní parametry. Tyto jsou
následně zhodnoceny a blíže rozebrány.
2
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
2. Číslicové modulace a sběrnice
2.1.
PCM
Pulzně kódová modulace je dnes stále ještě nejpoužívanějším typem modulace
v digitální audio technice. Důvodem této skutečnosti je nejen velmi jednoduchý princip
konverze signálu z analogové formy do formy číslicové a možnosti snadného
zpracování digitálního zvuku ve formátu PCM, ale také skutečnost, že je mezi
veřejností tento formát nejčastěji používaným. Pulsně kódovou modulaci totiž využívá
dnes stále ještě nejrozšířenější záznamové médium CD-Audio a jeho nástupce DVDAudio. Pro převod PCM signálu na signál analogový byly vytvořeny převodníky
označované jako R-2R, které fungují na principu přepínané odporové sítě. Nelze s nimi
ovšem dosáhnout dostatečné přesnosti a cena jejich výroby je vysoká. Přesto je vhodné
uvést základní principy funkce pulsně kódové modulace.
Tvorba pulsně kódově modulovaného signálu sestává ze tří základních kroků.
Jedná se o vzorkování, kvantování a samotné zakódování. Podívejme se tedy na
jednotlivé kroky tvorby PCM signálu detailněji.
2.1.1. Vzorkování
vzorkování analogového signálu je proces, při kterém se analogový vstupní
signál obvykle reprezentovaný veličinou střídavého elektrického napětí diskretizuje.
K diskretizaci dochází odebráním vzorků amplitud napětí ve vždy stejných přesně
stanovených okamžicích jak, je patrné z Obr. 1. Výsledkem je tedy sled diskrétních
hodnot napětí odebraných v pevně stanovených časech. Takto vytvořený signál
pokračuje k dalšímu zpracování do kvantizéru. Nejobvyklejší dnes používané
vzorkovací frekvence jsou 44,1 kHz pro vzorkování zvukového signálu u Audio CD a
192 kHz používané v záznamech signálu na nosičích DVD-Audio.
3
Jiří Toušek 2011
amplituda
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
t1
t2
t3
t
t4
Obr. 1 Proces vzorkování
2.1.2. Kvantování
kvantování je proces, při kterém se jednotlivým vzorkům odebraným při
vzorkování přidělí stanovená napěťová úroveň. Osa amplitudy vstupního signálu je tedy
rozdělena na jednotlivé hladiny, které se označují jako kvantizační úrovně. Na základě
rozhodovací úrovně je určena hladina, které konkrétní vzorek náleží. Prakticky se jedná
o nejbližší kvantizační hladinu od amplitudy vzorku získaného při vzorkování signálu
jak je patrné z Obr. 2. Zde dochází k největšímu zkreslení původního signálu, kdy
zpracovávané vzorky přestanou přesně kopírovat původní signál. Tomuto jevu se říká
kvantizační zkreslení. Jeho potlačení lze dosáhnout za pomoci zvýšením počtu
kvantizačních hladin kvantizéru.
A7
A6
A5
A4
A3
A2
A1
A0
t1
t2
t3
t4
t
Obr. 2 Proces kvantování
2.1.3. Dithering
Během kvantování signálu dochází k určitému kvantizačnímu zkreslení, které je
dáno rozdílem použité kvantizační úrovně od skutečné hodnoty vzorku odebrané
v definovaném čase. Dithering je metoda využívající vhodného algoritmu k potlačení
4
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
nežádoucích jevů které jsou v našem případě zastoupeny kvantizačním zkreslením. Ještě
před samotným vzorkováním signálu dochází k jeho filtrování z důvodu splnění
Shannonova theorému. Před procesem kvantováním lze tedy signál taktéž upravit a
docílit tak minimalizace chyby během kvantování pomocí přidání ditheru. Dither je
vhodný druh šumu, za jehož pomoci lze docílit potlačení přímé vazby mezi vstupním
signálem a velikostí kvantizačního zkreslení. Šum je vložen ještě před samotným
kvantováním a je následně kvantován společně se vstupním signálem. Dithering je tedy
proces, během kterého se nahrazuje harmonické zkreslení zapříčiněné omezeným
počtem kvantizačních hladin určitou úrovní šumu, která je pro posluchače méně rušivá
než kvantizační zkreslení. Princip získání a aplikace šumového signálu (ditheru) při
kvantizaci je znázorněn na Obr. 3, z něhož je patrné, že se od výstupního signálu uOUT
z kvantizéru odčítá amplituda vzorku vstupního signálu uIN a tato je akumulována.
V dalším kroku je následně tato akumulovaná rozdílová složka uD přičtena ke
vstupnímu signálu uIN a je dále postoupena ke zpracování v kvantizéru. Uvedený
principiální blokový diagram je adaptací Benettovy přídavné šumové aproximace
[Report audiodac].
uIN
uIN
uOUT
uOUT
+
∑
Kvantizér
+
∑
-
+
uD
uD
Obr. 3 Získání a aplikace ditheru
2.1.4. Kódování
Kódování signálu přicházejícího z kvantizéru je proces při kterém se
jednotlivým kvantizačním hladinám přiřadí n-bitová číselná hodnota vyjádřená
v binárním tvaru jak, lze vidět z obr. 3. Jak již bylo uvedeno výše, kvantizační zkreslení
je nepřímo úměrné počtu použitých kvantizačních hladin a tím pádem tedy také počtu
použitých kódových složek. Dnešním standardem je použití 16 bitového kódování,
kterému odpovídá 65536 hladin. Kvantizační zkreslení je tedy v tomto případě již velmi
nízké. V posledních několika letech se začínají rozšiřovat i hudební nahrávky s 24
bitovým kódováním, které kvantizační zkreslení ještě více eliminují.
5
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
111
110
101
100
011
010
001
000
t1
t2
t3
t4
t
Obr. 4 Proces kódování
V audio technice se nejčastěji používá PCM modulace s lineárním kódováním
označovaná zkratkou LPCM. Používá jej například nejrozšířenější formát CD-Audio
(verze Red Book) [2] který je zakódován 16 bity na dvou kanálech s vzorkovací
frekvencí 44,1 kHz. Jedna vteřina záznamu tedy zaujímá na přenosovém médiu přesně
176,4 kB datového prostoru. Některé digitálně-analogové převodníky pak podporují i
časový multiplex označovaný zkratkou TDM. Tento ve zkratce funguje takovým
způsobem, že několik samostatných PCM datových toků lze časovým dělením
multiplexovat do jednoho agregátního datového toku a toho může být vhodně
využíváno zejména u vícekanálového zvukového záznamu.
2.2.
DSD
Zkratkou DSD [2] je označen způsob záznamu dat na nosiči SACD, přičemž
zkratka vznikla z názvu tohoto formátu, který zní ve své úplné podobě „Direct Stream
Digital“. Jedná se o jednobitový datový tok vzorkovaný frekvencí 2,8224 MHz
vytvořený modulátorem typu delta-sigma vyššího řádu (viz kapitola 4). Přestože je
převod digitálního signálu z formátu DSD na signál analogový snazší a někteří výrobci
dnes mají zahrnuty v portfoliu svých výrobků i modely digitálně-analogových
převodníků s podporou přímého zpracování signálu DSD, stále je nejvíce používaným
digitálním audio formátem PCM, jež byl diskutován v předchozí podkapitole. Příčinou
této obliby je fakt, že již z principu jednobitové formy záznamu nelze s takovýmto
signálem příliš manipulovat a jen velmi omezeně jej upravovat. Pro jakékoliv úpravy
nahrávky je proto nutné převést DSD signál do formátu PCM a až po potřebné úpravě
jej opětovně zakódovat zpět. Naopak přenos digitálního audio signálu ve formátu DSD
je výhodný již z podstaty tvorby delta-sigma modulovaného signálu, kde je kromě
6
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
samotného analogově-digitálního převodu modulátorem typu delta navíc aplikována
metoda tvarování šumu (z angl. Noise Shaping), která způsobí přesunutí šumové složky
do vyšších frekvenčních oblastí a zlepší tak rozlišení nahrávky na nízkých a středních
kmitočtech, kde je lidský sluchový orgán nejvíce citlivý. Vztah mezi audio formáty typu
PCM a DSD lze pozorovat z Obr. 5.
Obr. 5 Srovnání PCM a DSD modulovaného signálu, upraveno z [3]
2.3.
Datová sběrnice I2S
Názvem I2S [4] je označována standardizovaná trojvodičová digitální audio
sběrnice vyvinutá v roce 1986 společností Philips, sloužící k internímu přenosu PCM
modulovaného signálu mezi jednotlivými obvody zpracovávajícími digitální zvuková
data. Zkratka I2S vznikla z původního anglického názvu „Inter-IC Sound Bus“. Sběrnice
funguje na principu odděleného zpracování hodinového a datového signálu. Jak je
naznačeno na Obr. 6, sběrnice I2S se v podstatě skládá ze tří sériových jednobitových
linek. První linka označovaná zkratkou SD (z angl. Serial Data) obsahuje informaci o
dvou audio datových kanálech, které jsou časově multiplexovány (TDM). Druhá linka
označovaná jako WS (z angl. Word Select) slouží k výběru aktuálního slova. Poslední
linka nesoucí označení SCK (z angl. Serial Clock) obsahuje hodinový signál.
Data jsou přenášena ve formátu dvojkového doplňku a jako první je obvykle
přenesen bit MSB. Data z výstupu vysílače mohou být synchronizována na náběžnou
nebo sestupnou hranu hodinového signálu. Datový tok výběru slova WS určuje který
kanál je aktuálně použit.
7
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Obr. 6 Časový diagram sběrnice I2S, upraveno z [4]
Sběrnice I2S je řízena vždy za pomoci jednoho zařízení typu „master“. Jedná se
o hlavní zařízení, které je zdrojem hodinového signálu a hodinové signály ostatních
podřízených obvodů typu „slave“ jsou od tohoto odvozeny. Jak naznačuje blokový
diagram na Obr. 7, je možné, aby bylo zařízením typu „master“ jak vysílačem, tak i
přijímačem digitálních audio dat. Komunikace mezi jednotlivými obvody pak funguje
ve směrech naznačených na výše zmíněném obrázku. Zařízení typu „master“ určuje
kromě samotného hodinového signálu i to, zda-li je jako první zaslán bit MSB nebo
LSB a jestli je provedena synchronizace dat na náběžnou nebo sestupnou hranu
hodinového signálu. Maximální použitelná délka slova je 28 bitů. Lze využít signál
s vzorkovací frekvencí 32 kHz, 44,1 kHz, 48 kHz nebo jejich libovolný celočíselný
násobek. Sběrnice formátu I2S nachází své uplatnění především jako interní
komunikační sběrnice v zařízeních pro digitální zpracování zvuku.
SCK
Vysílač
SCK
Přijímač
Vysílač
WS
„Master“
Přijímač
WS
„Slave“
„Slave“
SD
„Master“
SD
Obr. 7 Směr komunikace zařízení připojených na sběrnici I2S
8
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
2.4.
Jiří Toušek 2011
S/PDIF
Na počátku digitální audio techniky s příchodem přehrávačů kompaktních disků
se digitální signál konvertoval na analogový vždy přímo uvnitř přístroje, na jehož
výstupu již uživatel získal signál v analogové formě a ten se dále zpracovával.
Postupem času bylo vývojáři několika firem zabývajících se výrobou spotřební a
studiové elektroniky zjištěno, že by bylo výhodnější jednotlivé komponenty hudebního
řetězce propojovat nikoliv analogově, ale v co možná největším rozsahu digitálně.
Myšlenka je v tomto případě zcela jednoduchá. Digitální signál je více odolný proti
rušení. Použití digitálního signálu od jeho zdroje až po koncové zařízení tedy vede
k věrnějšímu zachování kvality nahrávky. Zmíněné myšlenky vedly k vývoji několika
typů externího audio rozraní, z nichž dnes nejvíce rozšířeným a používaným ve
spotřební elektronice po celém světě je rozhraní typu IEC958 1989-1903 od EBU.
Standard IEC958 "Digital audio interface" od EBU (Evropské sdružení pro vysílání) je
datové audio rozhraní s lineárním 16 až 24 bitovým datovým slovem které používá
standardně vzorkovací frekvence fs od 32 kHz do 48 kHz (pro DAT). Jedná se vlastně o
novější standard, který nahrazuje dosavadní rozhraní AES/EBU používané převážně
v profesionální audio technice. Rozhraní IEC-958 je dalo by se říci „spotřebitelskou“
verzí původního rozhraní AES/EBU. Tyto dva formáty jsou vzájemně kompatibilní a
liší se prakticky pouze kanálovou informací a používaným typem konektoru.
Profesionální verze, tedy AES/EBU, přenáší ASCII řetězec pro identifikaci zdroje
signálu, zatímco komerční formát obsahuje ochranu proti kopírování (SCMS) primárně
vyvinutou v návaznosti na nebezpečí nelegálního šíření nahrávek za použití zařízení
DAT. Fyzické parametry rozhraní IEC958 jsou samozřejmě plně standardizovány. Pro
kabelové vedení je předepsaná impedance 75 Ω s tolerancí ±5 % pro délku vedení do
10 m a s tolerancí ± 35 % pro vedení delší. Výstupní napětí z vysílací části rozhraní by
se mělo pohybovat mezi 0,4 Vpp a 0,6 Vpp, přičemž jmenovitá impedance by měla
nabývat hodnoty 75 Ω v rozsahu tolerance ±20 %. Pro vstupní zařízení je pak
předepsaná impedance taktéž 75 Ω ovšem s tolerancí pouze ±5 %. Přijímač by ovšem
měl být schopen bez problémů zpracovat signál s napěťovou úrovní vyšší nebo rovnou
0,2 Vpp. O něco později vyvinuli vývojáři společností Sony a Philips z dosavadního
standardu IEC958 nový standard, jež získal název obsahující počáteční písmena obou
firem, které se na vývoji podílely. Jedná se o spotřební formát S/PDIF definovaný
normou IEC61937. Srovnání formátu S/PDIF se starším profesionálním formátem
AES/EBU je uvedeno v Tab. 1.
9
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Tab. 1 Srovnání formátů AES/EBU a S/PDIF
AES/EBU
S/PDIF (IEC61937)
Používaný kabel
110 Ω stíněný
75 Ω koaxiální / optické vlákno
Konektor
XLR, 3 piny
RCA (příp. BNC)
Signálová úroveň
3 až 10 V
0,5 až 1 V
Kanálová informace
ASCII ID text
Ochrana proti kopírování SMCS
Maximální rozlišení
24 bitů
20 bitů (příp. 24 bitů)
Elektrické charakteristiky rozhraní AES/EBU jsou odvozeny od rozhraní RS422 což znamená, že část součástkové základny používaná u rozhraní RS-422 je
kompatibilní s AES/EBU rozhraním. Starší monolitické integrované obvody lze tím
pádem využít i pro vysílací či přijímací elektronickou část rozhraní AES/EBU.
Elektrické charakteristiky koaxiálního rozhraní IEC958 potažmo S/PDIF
však od
žádného rozhraní odvozeny nejsou a pro jejich přenos a příjem jsou zapotřebí
specializované elektronické obvody. Jak S/PDIF tak AES/EBU umožňují přenášet až
24 bitová slova. U AES/EBU však mají poslední 4 bity definované použití a norma tedy
nepočítá s tím, že by tyto byty byly využity pro přenos audio informace. U rozhraní
S/PDIF však norma nevylučuje používání posledních 4 bitů pro zvuková data a jejich
využití pro tyto účely je tedy akceptovatelné. Typicky je však toto rozhraní využíváno
pouze pro přenos 16 bitových a 20 bitových datových slov, což se v současných
podmínkách může jevit jako omezující. Pro přenos je využíváno dvoufázového
kódování BMC neboli „Biphase mark code“ které eliminuje dlouhé posloupnosti
stejných logických úrovní bez ztráty schopnosti snadné synchronizace signálu a je velmi
podobný kódu manchesterskému. Jedná se vlastně o druh fázové modulace kdy je každý
bit datového signálu reprezentován dvěma logickými stavy signálu typu BMC, které
společně tvoří dvojbitové buňky. Délka každé této buňky neboli „time-slotu“ je
ekvivalentní k délce datového bitu. Logická „1“ je v tomto kódu reprezentována dvojicí
bitů „10“ nebo „01“ a logická „1“ pak dvojicemi „11“ a „00“, přičemž se tyto dvojice
v kódu neustále střídají a logická úroveň na počátku bitu je tedy invertována oproti
předchozí logické úrovni, což je patrné z Obr. 8. Jak již napovídá název kódování, obě
logické úrovně signálu mají stejnou napěťovou úroveň, avšak opačnou polaritu. Takto
vytvořený signál má nulovou složku stejnosměrného napětí a tím přispívá
k minimalizaci přenášeného výkonu a elektromagnetického vyzařování do okolí.
Podrobnější informace k elektrickým vlastnostem rozhraní lze nalézt v [5].
10
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Hodinový signál
Datový signál
1
0
0
1
1
0
1
0
0
BMC signál
1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 1
Obr. 8 Dvojfázové kódování
2.4.1. Sub-rámec formátu S/PDIF
Podle [6] se jednotlivé datové bloky formátu IEC958, potažmo S/PDIF dělí na
rámce a sub-rámce. Audio vzorek je uložen ve struktuře známé jako sub-rámec. Subrámec datového formátu IEC958 se skládá z 32 bitů. První 4 bity obsahují preambuli,
což je vlastně hlavička sub-rámce. Následující 4 bity jsou nazývány pomocnými audio
daty. Zmíněné pomocné audio bity jsou následovány zvukovými daty o délce 20 bitů.
V případě, že má datové slovo počet bitů přesahující 24, je přenesen jako první vždy
nejméně významný bit (LSB). V případě, že je počet bitů vzorku vyšší než 20, využívá
se pro přenos tohoto vzorku i pomocných audio datových bitů. Hlavička se stará o
synchronizaci signálu. Tyto 4 bity tím pádem nenesou žádnou užitečnou informaci a
vnášejí do signálu redundanci. Navíc nejsou kódovány pomocí BMC kódování a může
tedy dojít k tomu že, zmíněný úsek sub-rámce bude obsahovat sekvenci více než dvou
stejných logických úrovní v řadě (a téměř vždy tomu tak je). Celý sub-rámec je
následně zakončen poslední čtveřicí bitů řídících, jak je naznačeno na Obr. 9. Význam
těchto bitů bude diskutován v následující podkapitole.
Sub-rámec
bit
0
3
Hlavička
4
7
8
Pomocná data
27
Zvuková data
28
29
30
31
V
U
C
P
Obr. 9 Struktura sub-rámce rozhraní S/PDIF, upraveno z [6]
2.4.2. Řídící bity podle IEC958
V (Validity bit) – tento bit udává, zda-li jsou zvuková data platná
U (User bit) – poskytuje informaci o čísle stopy a době přehrávání
C (Chanel status) – podává doplňkové informace např. o vzorkovací frekvenci
P (Parity bit) – bit sloužící k detekci chyb pro kontrolu správnosti dat při příjmu
11
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Paritní bit slouží ke generování parity a pomáhá odhalit počet přenesených chyb
v sub-rámci. „Validity bit“ neboli bit platnosti dat indikuje svou nízkou logickou
úrovní, zda-li jsou aktuální data připravena pro převod do analogové formy. Uživatelský
bit a bit statutu kanálu jsou vysílány pouze jednou v průběhu každého vzorku a
zaznamenávají například vzorkovací frekvenci a definují jednotlivé bloky dat.
Uživatelský bit není u profesionálního systému AES/EBU nijak přímo definován a
obvykle obsahuje uživatelská data v podobě informací o přehrávané skladbě. V případě
komerčního systému S/PDIF nese bit informaci o ochraně proti kopírování (SCMS). Bit
kanálového statutu obvykle přenáší informaci o tom, zda-li se jedná o profesionální
formát AES/EBU (nízká úroveň) nebo o komerční formát S/PDIF IEC61937 (vysoká
úroveň).
2.4.3. Rámec formátu S/PDIF
Na Obr. 10 je zachycena struktura bloku dat formátu S/PDIF. Blok dat se
obvykle dělí na 192 rámců, kdy každý rámec obsahuje dva sub-rámce skládající se
z informace o pravém a levém kanálu a z příslušných hlaviček sub-rámce. Každý subrámec je vždy zahájen hlavičkou, pomocí které lze definovat počátek bloku a odlišit
informaci kterou nese pravý kanál od informace kanálu levého. Toto rozlišení je
umožněno použitím tří typů hlaviček. Hlavička typu „Z“ indikuje mimo počátku dat pro
kanál A i samotný počátek bloku. Tvar jednotlivých hlaviček včetně přiřazení
definované funkce v dvojfázové formě zápisu je patrný z tab. 2. Počet bitů je právě 8
z toho důvodu, že dvojfázově kódovaný signál má oproti běžnému číslicovému signálu
každý bit zdvojen.
Hlavičky
X
Kanál A
Y
Kanál B
Z
Kanál A
Y
Sub-rámec
Rámec 191
Kanál B
X
Sub-rámec
Rámec 0
Začátek bloku
Obr. 10 Rámcová struktura rozhraní S/PDIF, upraveno z [6]
12
Kanál A
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Tab. 2 Hlavičky systému S/PDIF
Dvojfázová kombinace
Informace
X
11100010 nebo 00011101
Kanál A
Y
11100100 nebo 00011011
Kanál B
Z
11101000 nebo 00010111
Kanál A a začátek nového bloku
Na počátku každého bloku je přenášeno 384 bitů kanálových informací a bit
kanálového statutu je pro oba sub-rámce vždy shodný. Kanálová informace je nositelem
důležitých informací o přenosu dat napříč celým blokem. Více informací této
problematice lze získat v publikacích [5] a [6], z nichž bylo v této kapitole nejvíce
čerpáno.
2.4.4. Praktické využití
Rozhraní S/PDIF a jeho profesionální obdoba AES/EBU jsou dnes používány
prakticky ve všech oblastech audio techniky, protože jak již bylo uvedeno výše, je
výhodnější přenášet audio signál mezi jednotlivými komponenty audio sestavy
v digitální formě. Dnes se toto rozhraní běžně používá například u počítačového
zpracování či přehrávání zvuku a pro přenos zvuku při přehrávání disků DVD. Ve
spotřební elektronice je pro vedení signálu často použito mimo jiné také jednovidové
optické vlákno, komunikující za pomoci optoelektronických převodníků s označením
TORX173 a TOTX173 z nichž u prvního jmenovaného se jedná o přijímač a u druhého
o vysílač digitálního S/PDIF signálu. Tato dvojice optoelektronických převodníků je
speciálně navržena pro přenos signálu ve formátu S/PDIF či IEC958. V případě použití
běžného způsobu spojení pomocí koaxiálního kabelu s konektorem RCA, příp. XLR je
doporučeno alespoň na vysílací straně použít oddělovací pulsní transformátor
s převodem 1:1 ke galvanickému oddělení obou vzájemně propojených komponent
audio řetězce.
13
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
3. Hlavní principy D/A převodu
Digitálně-analogový převodník
Digitální vstupy
I2S PCM
DSD
ASRC
Digitální filtr
8x
interpolace
Analogové výstupy
D/A
převodník L
Převod U/I,
analogový
filtr
D/A
Převodník P
Převod U/I,
analogový
filtr
Δ-Σ
modulátor
S/PDIF
Obr. 11 Blokový diagram moderního digitálně-analogového převodníku
V předchozí kapitole jsou stručně popsány základní způsoby tvorby digitálně
modulovaného signálu formátu PCM a DSD. Popis je rozšířen také o dva v praxi
nejčastěji používané typy audio datových sběrnic, kterými jsou interní sběrnice I2S a
externí sběrnice S/PDIF. Tyto sběrnice jsou pro modul digitálně-analogového
převodníku vstupní a poskytují tak potřebná audio data. Zjednodušená vnitřní struktura
běžného typu moderního digitálně-analogového je naznačena v blokovém diagramu na
Obr. 11.
Vstupní data v libovolném výše uvedeném digitálním formátu jsou uvnitř
převodníku zpracovávána obvykle ve formě PCM modulovaného signálu. Před
začátkem samotného převodu může být signál interpolován v bloku ASRC. Jedná se o
asynchronní převodník vzorkovací frekvence sloužící ke snížení jitteru (viz podkapitola
3.1) a především ke zvýšení vzorkovací frekvence vstupního signálu. V případě, že je
použitá vzorkovací frekvence digitálně-analogového převodníku konstantní pro
jakýkoliv vstupní signál, zjednoduší se i návrh analogového rekonstrukčního filtru. Blok
asynchronního převodníku vzorkovací frekvence je ovšem obsažen jen v malém
množství komerčně vyráběných zařízení využívajících ke své funkci digitálněanalogového převodníku. Bližší informace k asynchronnímu převodníku vzorkovací
frekvence jsou uvedeny v podkapitole 3.3. Nedílnou součástí každého moderního
digitálně-analogového převodníku je digitální filtr typu FIR. Problematika digitálního
filtrování je velmi obsáhlá a lze ji nastudovat v publikacích zabývajících se konkrétně
problematikou digitálního filtrování jako např. [7]. Filtr ve většině případů obsahuje
14
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
osminásobné převzorkování realizované interpolací (viz podkapitola 3.2). Na blok
digitálního filtru s převzorkováním navazuje modulátor typu delta-sigma, který slouží
ke tvarování šumu, jak je diskutováno v kapitole 4. Konečně poslední částí obvodu je
samotný digitálně-analogový převodník. Tento může pracovat na několika odlišných
principech popsaných v kapitole 5. Takto získaný analogový výstup v napěťovém
formátu je již pouze filtrován externím analogovým rekonstrukčním filtrem typu dolní
propust. V případě proudového výstupu je rekonstrukčnímu filtru předřazen ještě
převodník proudu na napětí. Více o analogovém rekonstrukčním filtru lze nalézt
v kapitole 7.
3.1.
Hodinový jitter
Následující kapitola popisuje v digitální audio technice velmi diskutovaný jev
označovaný jako hodinový jitter [8] nebo také fázové chvění. Součástí digitálního audio
systému je i zdroj hodinového kmitočtu. Hudební signál je ze svého zdroje čten jako
binární číslo a to je pomocí digitálně-analogového převodníku rekonstruováno zpět na
zvukový signál v analogové formě. Základem kvalitního záznamu a převodu digitálního
zvuku jsou stálé a neměnné parametry zdroje hodinového kmitočtu. Hodinový signál
pro použití v digitální audio technice by měl mít obdélníkový průběh se střídou přesně
50 %. Schopnost vyrobit právě takovýto zdroj zcela přesného hodinového signálu lze
ale předpokládat pouze z obecného pohledu. V reálném světě působí na takovýto systém
různé náhodné i systematické vlivy a předchozí obecné tvrzení lze tím pádem vyvrátit.
V praxi nelze vyrobit zdroj hodinového kmitočtu takový, aby byly jeho parametry
naprosto stálé, lze se tomuto ovšem velmi přiblížit.
amplituda
Jeden časový interval
t
Referenční hrana
Amplituda jitteru
Obr. 12 Digitální signál zatížený jitterem, upraveno z [9]
Jedná se vlastně o to, že příchod hrany v digitálním datovém signálu nikdy
nenastane v přesně očekávaném okamžiku, ale obvykle s určitým zpožděním jak
15
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
ukazuje Obr. 12. Přesnost těchto hodinových hran velkou měrou ovlivňuje kvalitu
zpracování digitálního zvuku. V přírodě prakticky neexistuje oblast, která by jitterem
nebyla ovlivněna a stejně tak je tomu i v digitální audio technice. Existuje ale řada
technik, kterými je možné jitter účinně omezit.
Jak je patrné z Obr. 12, časovému zpoždění hrany se říká amplituda jitteru [9].
Je to vlastně rozdíl mezi očekávaným a skutečným přechodem signálu z jedné logické
úrovně do úrovně následující. Velikost jitteru tedy může nabývat jak kladných, tak i
záporných časových hodnot v závislosti na tom, zda-li se reálný přechod úrovně zpozdil
nebo se objevil dříve oproti očekávání. Mezinárodní telekomunikační úřad (ITU)
definuje jitter jako krátkodobou odchylku významného okamžiku v digitálním systému
ze své ideální časové polohy. Existuje ale ještě několik dalších definic tohoto jevu. Lze
jej například vyjádřit pomocí časového intervalu. Jeden samostatný časový interval je
vlastně normalizovaným taktovacím cyklem. Na základě tohoto tvrzení můžeme jitter
definovat jako desetinný zlomek doby zpoždění vztažené k době jednoho časového
intervalu. Další možností vyjádření jitteru je vyjádřením kolísání ve stupních, kde
jednomu normalizovanému taktovacímu cyklu odpovídá 360 stupňů.
Nejčastěji je
ovšem jitter vyjádřen přímo velikostí časového zpoždění v příslušném řádu (obvykle
v ps).
V předchozích odstavcích byl uveden obecný popis jitteru. Nyní je třeba si
položit otázku, jak vlastně jitter v reprodukčním řetězci vzniká. Každé zařízení ze svého
principu produkuje určitý šum. Pojem „jitter“ je spojen právě s tímto šumem přítomným
díky mnoha různým vlivům jakými jsou například rušení od řídících obvodů motorů
v optických mechanikách či šum z napájecích zdrojů. Nejen při běžné konverzi
digitálního signálu na analogový, ale zejména při dalších úpravách takovéhoto
zvukového signálu dochází k chybám a odchylkám frekvence. Projevuje se zde tedy
hodinový jitter. Jitter však může být a prakticky vždy bývá způsoben i náhodnými vlivy
přímo ze zdroje hodinového signálu. Obecně nejnižší jitter mají zdroje hodinového
signálu založené na krystalových oscilátorech (XO, VCXO), i ty ovšem určitý jitter
produkují. Výrobci krystalových oscilátorů obvykle fázový šum a jitter měří a uvádějí
jej do svých specifikací.
3.1.1. Datový jitter a obnova hodinového signálu
Při absenci zásobování systému hlavním zdrojem hodinového kmitočtu musí být
nahrávka v digitálním audio řetězci synchronizována přímo z datového toku digitálního
16
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
signálu. Synchronizace bude tedy provedena za pomoci uzavřené smyčky interního
fázového závěsu, který obvykle obsahuje přijímač vstupního signálu nebo asynchronní
převodník vzorkovací frekvence. Fázový závěs může synchronizovat hrany vstupního
signálu, protože je signál obvykle výhodně časově rozložen a obsahuje synchronizační
místa. Hrany příchozího signálu budou degradovány jitterem, odvozeným od
hodinového kmitočtu zdroje. Signál ale mimo jiné obsahuje i přídavný jitter, který je
ovšem pomocí fázového závěsu úspěšně eliminován. Fázový závěs má totiž obvykle již
integrován filtr, který dokáže efektivně zprůměrňovat velké množství příchozích hran
signálu. Šířka pásma smyčky kontrolního oscilátoru je přitom velmi nízká. Bližší
informace ke způsobu eliminace jitteru lze nalézt v publikaci [1].
3.2.
Převzorkování
Jedná se o cílené zvyšování frekvence PCM modulovaného signálu pomocí
interpolace sloužící ke zvýšení datového toku signálu což umožňuje digitálnímu filtru
z velké části nahradit analogový filtr při rekonstrukci původního analogového signálu,
jak je blíže popsáno v [10]. Dříve, v prvopočátcích vývoje technologie kompaktních
disků CD bylo zjištěno, že analogové filtry potřebné k rekonstrukci signálu v tehdejších
vysokých řadách CD přehrávačů byly velmi drahé a poměrně náchylné k různým
formám přetížení, zkreslení a rušení. Brzy proto výrobci CD přehrávačů přišli
s myšlenku nahradit analogové rekonstrukční filtry vysokého řádu (známé také jako
filtry „Anti-imaging“) filtry digitálními, které pracují s mnohem vyšší vzorkovací
frekvencí. Standardem u dnešních digitálně-analogových převodníků je použití
digitálního filtru s až osminásobným převzorkováním. Za výstup analogově-digitálního
převodníku následně díky zmíněnému převzorkování postačí umístit běžný filtr typu
dolní propust druhého řádu, který dokáže plně odfiltrovat nežádoucí vysokofrekvenční
šum, tvořený v digitálně-analogovém převodníku funkcí „udržování nultého stupně“ (z
angl. zeroth-order hold) během převodu signálu z digitální formy na formu analogovou
[11]. Pro co nejlepší reprodukci průběhu je vyžadován filtr který ořezává všechny
složky signálu s frekvencí vyšší než je Nyquistova frekvence či ½ vzorkovací frekvence
vstupního signálu. V případě kompaktního disku s vzorkovací frekvencí 44,1 kHz
vznikne na výstupu digitálně analogového převodníku produkt převodu s frekvencí
22,05 kHz, jež se svým umístěním v kmitočtové oblasti velmi blíží k užitečnému
frekvenčnímu spektru zpracovávaného signálu. Je tedy potřeba velmi ostrého filtru se
zlomovou frekvencí 20 kHz, který by odstranil všechny složky frekvenčního spektra
17
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
začínající na 22,05 kHz. Zvukový signál o frekvenci 22,05 kHz už je ovšem signál
uchem neslyšitelný a mohlo by se tedy zdát, že není bezpodmínečně nutné jej
odfiltrovat. Je ovšem potřeba brát v úvahu následné vedení již konvertovaného
analogového signálu. Většina CD přehrávačů a modulů digitálně-analogových
převodníků bývá obvykle na svém výstupu opatřena linkovým zesilovačem, který je dál
připojen pomocí analogového kabelového vedení do předzesilovače a koncového
zesilovače. Jedná se o komponenty audio řetězce, které mají vždy určité nelineární
zkreslení. Uvedené zkreslení může z původní ultrazvukové složky vytvořit šum ve
slyšitelné oblasti. Vynechání filtru u digitálně-analogového převodníku se proto
v zásadě nedoporučuje.
U digitálně-analogových převodníků je obvykle známo, že vykazují několik
forem nelineárního zkreslení. Základní nelinearitou je nelinearita integrální, která se
obvykle vyskytuje i u analogových systémů jako jsou reproduktory nebo elektronkové
zesilovače. Zmíněná nelinearita způsobuje drobné odchylky přenosové funkce od jejího
hladkého průběhu. U ideálního digitálně-analogového převodníku je přechod od
libovolného stavu k nejvyššímu stavu dán přesným a vždy stejným napěťovým či
proudovým skokem. U většiny reálných digitálně-analogových převodníků však změna
v bitu s nejnižší váhou nezpůsobí žádnou změnu výstupního proudu či napětí. Zatímco
integrální nelinearita nemá na zvukový výstup prakticky žádný vliv, diferenciální
nelinearita jakou je například jitter může způsobit ve výstupním signálu poměrně velké
nelineární zkreslení. I malé množství nelinearity v podobě jitteru může převod signálu
do analogové formy velmi degradovat. U vícebitových digitálně-analogových
převodníků se diferenciální nelinearita zvyšuje úměrně k úrovni signálu. Důvodem
uvedeného chování je fakt, že větší diferenciální nelinearitu vnášejí do signálu bity
s vyšším významem a naopak u bitů s nižším významem se diferenciální nelinearita
snižuje, což je dáno architekturou převodníků. Hudební signál ovšem tyto diferenciální
nelinearity obsahuje pouze v hlasitých a dynamických hudebních pasážích a to má pak
za následek snížení detailnosti a zvýšení subjektivní ostrosti produkovaného zvuku.
Výhodou převzorkování je, že dokáže právě tyto diferenciální nelinearity účinně
potlačit. Jiným způsobem jak diferenciální nelinearity snížit je zapojení několika
integrovaných obvodů digitálně analogového převodníku paralelně k sobě (viz Obr. 13)
čímž dochází ke zprůměrování výstupního signálu a tím pádem i ke snížení nelinearit.
18
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Obr. 13 Paralelní zapojení několika digitálně-analogových převodníků, převzato z [12]
Další metodou jak diferenciální nelinearity účinně zprůměrovat bez nutnosti
použití několika paralelně zapojených obvodů digitálně-analogového převodníku je
asynchronní úprava vzorkovací frekvence, o které pojednává následující podkapitola.
3.3.
Převod vzorkovací frekvence
V některých aplikacích je potřeba převést digitálně modulovaný audio signál na
signál o jiné vzorkovací frekvenci. Pokud je požadovaná vzorkovací frekvence
celočíselným násobkem původní vzorkovací frekvence lze signál konvertovat pouhým
proložením (interpolací). Pokud ovšem nastane situace, kdy není daná vzorkovací
frekvence celočíselným násobkem vzorkovací frekvence původní, je nutné použít
asynchronní převodník vzorkovací frekvence, označovaný zkratkou ASRC (z angl.
Asynchronous Sample Rate Converter). V takových systémech obvykle pochází
hodinový kmitočet vstupního a výstupního signálu ze dvou rozdílných zdrojů.
Jako důvod využití asynchronního převodníku vzorkovací frekvence je obvykle
uváděno znatelné zlepšení zvuku při současném snížení nároků na filtrování. Význam
toho tvrzení je ale diskutabilní, jelikož drtivá většina dnes používaných moderních
digitálně-analogových
převodníků
používá
metodu
převzorkování.
Mnohé
marketingové slogany hovoří o zázračném zlepšení zvuku, přestože ve skutečnosti
přidává každé proložení do signálu jistou míru zkreslení. Pokud je ovšem převodník
vzorkovací frekvence dobře navržen, je toto zkreslení naprosto minimální. Ani
nejdokonalejší převodník vzorkovací frekvence však nedokáže jednotlivé vzorky
19
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
proložit tak, aby byl výsledek interpolace zcela shodný se signálem již vzorkovaným
požadovanou
výstupní
vzorkovací
frekvencí.
Důležitější
vlastností
digitálně-
analogových převodníků obsahujících asynchronní převodník vzorkovací frekvence je
v kombinaci s přesným zdrojem hodinového kmitočtu velké potlačení fázového chvění
(jitteru) i v případě že hodinový kmitočet vstupního signálu není příliš přesný.
Princip funkce asynchronního převodu vzorkovací frekvence je naznačen na
Obr. 14. V ideálním případě, pokud je vstupní spojitý signál x(t) diskretizován s
vzorkovací frekvencí fsi, odpovídá výstupní signál vzorkovaný vyšší vzorkovací
frekvencí fso původnímu spojitému signálu. Ve většině případů nelze použít pro zvýšení
vzorkovací frekvence běžný převzorkovací filtr, ale protože není poměr mezi
vzorkovací frekvencí vstupního a výstupního signálu celým číslem, je nutné použít
asynchronní převodník vzorkovací frekvence.
A
x(t)
t
fs=fi
fs=fo
m
x(ti,m)
ASRC
n
y(tO,n)
Obr. 14 Asynchronní převod vzorkovací frekvence
20
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
3.3.1. Zvýšení vzorkovací frekvence
Na Obr. 15 je zachycen proces zvýšení vzorkovací frekvence pro činitel L=2,
tento základní princip interpolace ovšem platí pro libovolný celočíselný činitel L.
t
fsi/2
fsi
3fsi/2
2fsi
t
fsi/2
fsi
3fsi/2
2fsi
t
fsi/2
fsi
3fsi/2
2fsi
Obr. 15 Princip zvýšení vzorkovací frekvence, upraveno z [1]
Při zvýšení vzorkovací frekvence se provede změna samotné vzorkovací frekvence na
vyšší hodnotu nejprve vložením nulových vzorků do oblasti mezi vzorky stávající.
Jedná se o proces označovaný jako „nulová výplň“ (z angl. zero-padding). Následně je
signál přiveden na filtr typu dolní propust pro odfiltrování aliasingu v novém základním
frekvenčním pásmu. Jak je patrné z časové reprezentace změny vzorkovací frekvence
v dolní části Obr. 15, děje se tak prostřednictvím interpolace. Pro idealizovaný
interpolační filtr s nulovým útlumem v propustné oblasti a maximálním útlumem
v oblasti nepropustné platí vztah (1).
( )
{
(1)
Tento proces je obvykle realizován běžným proložením. Pokud se soustředíme na proložení
v časové oblasti, přenosová funkce v oblasti frekvenční bude odpovídat konvoluci mezi
vstupním signálem a impulsní odezvou v časové oblasti. Dané problematice se detailně věnuje
publikace [1]
3.3.2. Převodník vzorkovací frekvence
Převodníky vzorkovací frekvence mají za úkol proložení časových intervalů, které
nejsou obsazeny určitým vzorkem tak aby byl výstupní digitalizovaný signál vzorkován
21
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
ve velmi krátkých intervalech a připomínal tak co nejvíce signál spojitý. Nejprve je
signál mnohonásobně převzorkován a poté přiveden do bloku HOLD. Tento slouží
k převedení stále ještě časově diskrétního signálu na signál spojitý, který je získán na
výstupu z bloku HOLD. Signál je následně navzorkován s vzorkovací frekvencí fso (viz
Obr. 16).
x[n]
fsi
L
x[l]
fsi
x[l]
HOLD
y(t)
y[m]
fso
Lfsi
Obr. 16 Blokový diagram převodníku vzorkovací frekvence, upraveno z [1]
V případě digitální realizace je systém obvykle rozdělen do dvou částí. První část se
skládá z interpolačního filtru pro omezení šířky pásma a dále z jednotky pro frekvenční
sledování (z angl. frequency tracking unit), která určuje fázi výstupního signálu
vzhledem k přicházejícím vzorkům vstupního signálu. Pomocí funkčního bloku „hold“
dochází k převodu diskrétního signálu na spojitý a tento je následně navzorkován
s novou vzorkovací frekvencí. Tato vzorkovací frekvence musí být odvozena od zdroje
velmi stabilního hodinového kmitočtu, aby nedocházelo jitteru.
4. Delta-sigma modulátor
4.1.
Delta modulátor
Ke správnému pochopení funkce modulátoru typu delta-sigma je nezbytně nutné
zmínit alespoň základní principy modulace a modulátoru typu delta, ze kterého výše
zmíněný modulátor vychází. Delta modulace je diskrétní kvantovou jednobitovou
modulací přenášející informaci o změně aktuální hodnoty vzorku vstupního signálu
v porovnání s hodnotou predikovanou od předchozí hodnoty vzorku signálu. Oproti
modulaci PCM tedy není kvantována absolutní amplituda vstupního signálu. Výstupní
průběh má schodovitý charakter, jímž se snaží o co nejpřesnější aproximaci tvaru
vstupního signálu. Modulátor v jednotlivých vzorkovacích krocích vyhodnocuje nárůst
či pokles amplitudy vstupního signálu v porovnání s predikovanou hodnotou a tím je
určena hodnota následující. Výstupní úroveň takto modulovaného signálu se tudíž za
pomoci predikovaného signálu zvýší nebo sníží právě o velikost jednoho kvantizačního
kroku. Výsledná logická posloupnost ve formě jednobitového datového toku je následně
22
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
přivedena na digitálně-analogový převodník. Tento se skládá ze zdroje dvou opačně
polarizovaných hodnot napětí a z elektronického přepínače, jež v závislosti na
příchozím signálu na svůj výstup přepíná vždy jednu z těchto dvou referenčních hodnot
napětí. Výstup z digitálně-analogového převodníku je přiveden do integrátoru, ve
kterém je vytvořena následující predikovaná hodnota. Značnou nevýhodou tohoto typu
modulátoru je ale jeho náchylnost na „přetížení“. V případě, že je mezi jednotlivými
vzorky vstupního signálu ve dvou po sobě jdoucích vzorkovacích krocích kvantizační
krok příliš malý a změna velikosti amplitudy a rychlost změny amplitudy vstupního
signálu naopak příliš vysoká, modulátor již nestačí sledovat změny vstupního signálu a
to vede k již zmíněnému „přetížení“ modulátoru vstupním signálem. Schopnost
zpracovat signál bez většího zkreslení je u těchto modulátorů tedy značně závislá na
frekvenci zpracovávaného signálu. V návaznosti na zmíněný problém došlo později
k úpravám delta modulátoru na adaptivní verzi, která „přetížení“ do jisté míry koriguje
proměnnou velikostí kvantizačního kroku. Problematika je dále rozebrána v [13].
Funkce modulátoru je blíže popsán na Obr. 17, kde je v součtovém uzlu od
predikovaného signálu uPRED odečten vstupní signál uIN. Po odečtení je získaná
odchylka těchto dvou signálů a ta je dále kvantována v jednobitovém kvantizéru.
fs
Vstupní
signál +
Výstup
modulátoru
Jednobitový
kvantizér
Σ
-
uIN
uMOD
±UREF
uPRED
+UREF
∫
-UREF
DA převodník
Vstup demodulátoru
Výstup
demodulátoru
uMOD
-UREF
±UREF
uPRED
∫
+UREF
Filtr typu
dolní
propust
Obr. 17 Blokový diagram delta modulátoru a demodulátoru
23
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Jednotlivé vzorky jsou kvantovány v časech odvozených od zdroje vzorkovacího
hodinového signálu fs . Z jednobitového kvantizéru je získána výstupní logická
posloupnost uMOD s průběhem naznačeným na Obr. 18, která je dále použita k řízení
digitálně-analogového převodníku, jehož výstupní průběh obsahuje posloupnost
složenou ze dvou referenčních hodnot napětí. Tato výstupní posloupnost je odvozena od
logické posloupnosti uMOD. Výstup z digitálně-analogového převodníku je dále přiveden
na integrátor. Integrováním vznikne nová predikovaná hodnota uPRED, která je opět
odečtena od vstupního signálu.
Na přijímací straně je pak do vstupu demodulátoru přivedena bitová posloupnost
uMOD signálu modulovaného delta modulací. Jak je patrné z Obr. 17, bitová posloupnost
opět ve struktuře demodulátoru ovládá přepínač a volí jím jednu ze dvou hodnot
referenčního napětí. Takto vytvořená dvoustavová posloupnost je následně přivedena do
integrátoru kde je integrována obdobným způsobem jako v delta modulátoru, čímž je
opět vytvořen predikovaný signál uPRED. Střední hodnota tohoto predikovaného signálu
je již analogovým signálem odpovídajícím původnímu vstupnímu signálu. Demodulaci
predikovaného signálu uPRED lze provést adekvátně navrženým filtrem typu dolní
propust kterým je delta demodulátor na svém výstupu opatřen.
u [V]
0
t [µs]
uIN
uPRED
0
t [µs]
+UREF
uMOD
-UREF
Obr. 18 Tvorba delta modulovaného signálu
24
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Proces převodu analogového signálu na signál digitální za pomoci modulátoru
typu delta je zobrazen na Obr. 18. Průběhy napětí jsou ovšem poměrně idealizované a
slouží pouze k získání představy o funkci modulátoru typu delta. Systém lze vhodně
zjednodušit nahrazením sčítačky a jednobitového kvantizéru za komparátor s hysterezí.
Komparátor na svých vstupech porovnává hodnotu vstupního napětí s predikovanou
hodnotou uPRED a výsledkem komparace je nastavení výstupní úrovně na příslušnou
logickou hodnotu ve výstupní posloupnosti uMOD.
Tvarování šumu
4.2.
Tvarování šumu [1] (v anglickém jazyce označované jako „Noise Shaping“) je
dnes běžně používanou metodou pro zlepšení šumových vlastností digitálněanalogových převodníků. U dříve používaných a dnes již zastaralých typů těchto
převodníků jakými jsou převodníky s odporovou sítí R-2R či převodníky s postupnou
aproximací dochází vlivem absence zpětné vazby ke sloučení cesty užitečného signálu
s šumovou složkou tohoto signálu. Vzhledem ke skutečnosti že je výstupní signál přímo
závislý pouze na vstupním signálu a tím pádem i na jeho kvantizačním šumu, nelze
tento šum nijak účinně potlačit. Předešlé tvrzení ovšem neplatí pro moderní typy
digitálně-analogových převodníků založené na architektuře delta-sigma, které ze svého
principu funkce využívají zpětnovazební smyčku. Výhodou použití této zpětnovazební
smyčky je fakt, že cestu užitečného signálu a cestu kvantizačního šumu od sebe lze do
velké míry oddělit a obě cesty tedy mají svou vlastní přenosovou funkci. Přenosová
funkce signálu je v tomto případě obvykle označována zkratkou STF (z anglického
Signal Transfer Function) a v případě funkce šumu se jedná o zkratku NTF (z
anglického Noise Transfer Function).
Přenosová funkce signálu (STF)
A
Přenosová funkce šumu (NTF)
fb
fs-fb
fs
fs+fb
Obr. 19 Přenosová funkce signálu po provedeném tvarování šumu
25
f
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
V praxi dochází k jevu, kdy je šum přesunut do frekvenční oblasti nad užitečný signál a
může být dále odfiltrován (viz Obr. 19). Funkce tvarování šumu je v moderních
digitálně-analogových převodnících prováděna modulátorem typu delta-sigma. Při
použití modulátoru typu delta-sigma vyššího řádu (obvykle druhého) se vliv tzv. „Noise
Shapingu“ na potlačení kvantizačního šumu dále zvyšuje. Podrobný popis jevu je
uveden v publikaci [14]. Popis modulátoru typu delta-sigma bude diskutován
v následující podkapitole.
4.3.
Delta-sigma modulátor
Modulátory typu delta-sigma jsou založeny na stejném principu jako již
popisované modulátory typu delta. Jedná se o přímou modifikaci delta modulátoru za
účelem odstranění šumu z užitečného spektra signálu. Tohoto cíle je dosaženo pomocí
přesunutí šumu do vyššího frekvenčního pásma. Jak bylo zmíněno v předchozí kapitole,
jedná se o techniku tvarování šumu označovanou jako „Noise Shaping“. Ve struktuře
řetězce delta modulátoru a demodulátoru jsou použity celkem dva zcela shodné
integrátory, z nichž první je součástí zapojení modulátoru a druhý figuruje v zapojení
demodulátoru. Pomocí matematické věty o linearitě integrálu [13] lze tyto integrátory
sloučit pouze v jeden. V případě modulátoru typu delta-sigma prvního řádu jsou tedy
tyto dva integrátory sloučeny a modulátor obsahuje pouze jeden integrátor zapojený
přímo v cestě zpracovávaného signálu.
4.3.1. Delta-sigma modulátor 1. řádu
Jak bylo popsáno výše, hlavní výhodou modulátoru typu delta sigma oproti
předchozímu typu je závislost šumu na frekvenci. Tato vlastnost modulátory deltasigma předurčuje k použití v kvalitativně náročných systémech pro zpracování
audiosignálu a speciálně pro použití v moderních audio digitálně-analogových
převodnících.
26
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
fs
Vstupní
signál +
Σ
uIN
-
Jiří Toušek 2011
Jednobitový
kvantizér
∫
Výstup
modulátoru
„Bitstream“
Filtr typu dolní
propust
Modulátor
Demodulátor
Obr. 20 Modulátor a demodulátor typu delta-sigma
Jak je patrné z blokového diagramu na Obr. 20, základním prvkem modulátoru typu
delta-sigma je obdobně jako je tomu u modulátorů delta komparátor s hysterezí, který je
obsažen v jednobitovém kvantizátoru. Jednobitovému kvantizátoru je v přímé signálové
cestě předřazen blok integrátoru. U tohoto typu modulátoru je tedy prováděna
kvantizace integrálu odchylky vstupního signálu od signálu zpětnovazebního. Díky výše
zmíněnému faktu je modulátor typu delta-sigma oproti delta modulátoru mnohem méně
náchylný na přetížení vstupním signálem. Jednobitový kvantizér na svém výstupu
vytváří logickou posloupnost ve formě datového toku označovaného anglickým názvem
„Bitstream“. Po filtraci této logické posloupnosti za pomoci filtru typu dolní propust je
získán výstupní analogový signál.
N(p)
+
+
Σ
X(p)
-
1
p
Y(p)
+
Σ
Filtr typu dolní
propust
X´(p)
Obr. 21 Matematický model modulátoru a demodulátoru delta-sigma
Za pomoci blokového diagramu na Obr. 21 lze vytvořit linearizovaný
matematický model delta-sigma modulátoru prvního řádu s využitím Laplaceovy
transformace. Pro přiblížení linearizovaného modelu delta-sigma modulátoru realitě je
provedena záměna jednobitového kvantizátoru za sčítačku. Na první vstup sčítačky je
přiveden signál z bloku integrátoru a do druhého vstupu je přiveden kvantizační šum
označovaný v Laplaceově transformaci jako N(p). Přenosová funkce signálu STF (z
angl. Signal Transfer Function) delta-sigma modulátoru 1. řádu je v Laplaceově
27
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
transformaci za předpokladu nulových počátečních podmínek popsána výrazem ve tvaru
vzorců (2), resp. (3).
Y ( p )   X ( p )  Y ( p ) 
Y ( p)

X ( p)
1
p
1
1
p

1
, za předpokladu že N(p) = 0
p
1
p 1
(2)
(3)
Přenosová funkce šumu NTF (z angl. Noise Transfer Function) by měla být
ideálně ve využívaném frekvenčním pásmu (0:fb) inverzní k přenosové funkci signálu
STF. Jinak řečeno by celková přenosová funkce měla mít velký zisk v užitečném pásmu
a naopak co největší útlum mimo něj tak, aby se šum přesunul z oblasti užitečného
signálu nad tuto frekvenční oblast. Přenosovou funkci kvantizačního šumu NTF lze tedy
zapsat pomocí Laplaceovy transformace za nulových počátečních podmínek ve tvaru
(4), resp. (5).
Y ( p)  Y ( p) 
1
 N ( p) , za předpokladu že X(p) = 0
p
Y ( p)
1
p


N ( p) 1  1 p  1
p
(4)
(5)
Jak bylo uvedeno výše, důvodem použití modulátorů typu delta-sigma
v moderních digitálně-analogových převodnících je hlavně jejich schopnost tvarování
šumu neboli „Noise Shaping“. Podle rovnice (3) lze chování modulátoru pro vstupní
signál označit jako chování filtru typu dolní propust. Ze vztahu (5) naopak vyplývá
potlačení kvantizačního šumu v užitečné frekvenční oblasti. Chování modulátoru vůči
kvantizačnímu šumu by se tedy dalo popsat jako chování filtru typu horní propust.
Princip funkce delta-sigma modulátoru a demodulátoru 1. řádu [15] lze popsat
za pomoci blokového schématu na Obr. 22. K zajištění správného fungování
modulátoru je nutné, aby byla regulační zpětnovazební smyčka zpožděna za pomoci
zpožďovacího obvodu v přesně stanovených časových okamžicích. Toto časové
zpoždění může být u delta-sigma modulátoru realizováno klopným obvodem typu D,
který reaguje na náběžnou hranu hodinového signálu. Frekvence taktovacího signálu fS
musí být podle Shannonova vzorkovacího teorému minimálně dvojnásobná ve srovnání
s nejvyšší frekvencí užitečného analogového signálu.
28
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
A)
Vstupní
analogový signál
uDIF
+
uINT
Σ
uKOM
Komparátor s
hysterezí
∫
uIN
„Bitstream“
fs
-
uOUT
CLK
D
Q
Jednobitový kvantizér
±UREF
+UREF
-UREF
DA převodník
B)
„Bitstream“
+UREF
Výstupní signál
±UREF
Filtr typu dolní
propust
-UREF
uOUT
DA převodník
Obr. 22 a) Blokový diagram delta-sigma modulátoru 1. řádu,
Obr. 22 b) Blokový diagram delta-sigma demodulátoru 1. řádu
Jednotlivé průběhy napětí ve významných částech blokové struktury delta-sigma
modulátoru jsou uvedeny na Obr. 23. V součtovém uzlu modulátoru vzniká diference
mezi vstupním signálem uIN a signálem zpětnovazební smyčky ±uREF obsahujícím
posloupnost
referenčních
hodnot
napětí
produkovaných
z
výstupu digitálně-
analogového převodníku. Aktuální polarita referenčního napětí ±uREF na výstupu
digitálně-analogového převodníku je přímo odvozena od příslušné hodnoty z datového
toku „bitstream“ [1] na výstupu jednobitového kvantizéru. Diference vstupního a
zpětnovazebního signálu uDIF je nejprve zpracována integrátorem na jehož výstupu je
získán průběh uINT a ten je dále přiveden na vstup jednobitového kvantizéru.
Jednobitový kvantizér ve své struktuře obsahuje komparátor s hysterezí. Diskutovaný
komparátor porovnává úroveň napětí uINT na svém vstupu s nulovou hodnotou napětí.
Logická hodnota uKOM získaná komparací s nulovým napětím je poté zahrnuta do
výstupní posloupnosti „bitstream“ a posloupnost je následně přivedena na vstup
klopného obvodu typu D. Klopným obvodem typu D je zajištěno, aby ke změně
příslušného prvku výstupní posloupnosti docházelo vždy v předem stanoveném
okamžiku daném frekvencí taktovacího signálu fS. Výstupní logická posloupnost
z jednobitového kvantizéru je následně použita k řízení přepínače jednobitového
29
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
digitálně-analogového převodníku. Výstup tohoto jednobitového digitálně-analogového
převodníku je přímo aplikován na rozdílový vstup sčítačky.
Na vstup digitálně-analogového převodníku v demodulátoru je aplikována posloupnost
„bitstream“. Posloupnost tvořená digitálně-analogovým převodníkem je posloupností
složenou z hodnot dvou referenčních napětí ±uREF. Tyto napětí se střídají v závislosti na
přivedené vstupní posloupnosti. Výstupní demodulovaný analogový signál uOUT je
získán filtrací za pomoci rekonstrukčního filtru typu dolní propust.
Obr. 23 Průběhy napětí v důležitých bodech delta-sigma modulátoru, upraveno z [15]
4.3.2. Vícebitový delta-sigma modulátor 1. řádu
Vícebitový modulátor typu delta-sigma prvního řádu vznikne vhodnou úpravou
jednobitového modulátoru typu delta-sigma. Zpětná vazba vedená z bloku digitálněanalogového převodníku do sčítačky může do analogového modulátoru vnést poměrně
velké množství šumu. Velikost tohoto šumu je možné redukovat použitím vícebitového
digitálně-analogového převodníku, jak je naznačeno na Obr. 24. Nahrazením
jednobitového digitálně-analogového převodníku ale nastává nutnost současné úpravy
komparátoru s hysterezí a integrátoru. Oba tyto bloky musí mít stejný počet bitů jako
použitý digitálně-analogový převodník zapojený ve zpětné vazbě. Po změně digitálněanalogového převodníku, komparátoru s hysterezí a klopného obvodu na jejich
30
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
vícebitové varianty již na výstupu modulátoru nezískáme jednobitovou posloupnost
typu „bistream“, ale vícebitovou posloupnost tvořenou několika datovými toky typu
„bitstream“. Protože se jedná o několikabitový datový tok, je možné jej převést na
běžný signál modulovaný pulsně kódovou modulací PCM. Díky výraznému zlepšení
šumových vlastností je dnes většina digitálně-analogových převodníků využívaných pro
audio aplikace založena na vícebitových modulátorech typu delta-sigma.
Vstupní
analogový signál
uDIF
+
Σ
fs
uINT
uKOM
Komparátor s
hysterezí
∫
uIN
N-bitový
výstupní signál
-
uOUT
CLK
D
Q
N-bitový kvantizér
±UREF
+UREF
-UREF
N-bitový DAC
Obr. 24 Vícebitový modulátor delta-sigma 1. řádu
4.3.3. Digitální modulátor delta-sigma
Využití modulátoru typu delta-sigma není omezeno pouze na digitálněanalogové a analogově-digitální převodníky, ale lze jej použít i jako převodníky
digitálně-digitální. Ačkoliv by se mohlo zdát, že tato konfigurace postrádá svůj význam,
opak je pravdou. Hlavním důvodem k používání modulátoru typu delta-sigma jako
digitálně-digitálního převodníku je jeho již výše zmíněná vlastnost tvarovat šum
(„Noise Shaping“). Díky této vlastnosti je diskutovaný typ modulátoru dnes využíván
jako součást prakticky všech moderních typů digitálně-analogových převodníků většiny
světových výrobců.
Princip funkce je stejný jako u analogové verze modulátoru typu delta-sigma.
Pouze integrátor je v tomto případě nahrazen druhou sčítačkou. Komparátor obdobně
jako u analogové verze modulátoru porovnává, zda-li jsou hodnoty přicházející
z klopného obvodu typu D vyšší než prahová úroveň a na základě tohoto vyhodnocení
přepne aktuální výstupní logickou úroveň na odpovídající hodnotu. Výstupem je
obdobně jako u analogové verze modulátoru bitová posloupnost „bitstream“. Ta je
zavedena do zpětnovazební smyčky obsahující digitálně-digitální převodník. Digitálnědigitálné převodník nemění výstupní napěťovou úroveň signálu, ale pouze převádí
jednobitový datový tok „bitstream“ na vícebitový datový tok (obvykle 16 nebo 24 bitů).
31
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Výstup zpětnovazebního převodníku je přiveden na rozdílový vstup první sčítačky a
porovnává se s vícebitovou vstupní informací. Výsledkem je opět rozdíl vstupního
datového signálu a signálu získaného ze zpětnovazební smyčky. Rozdílová datová
posloupnost pokračuje dále do druhé sčítačky, kde se k ní připojí časově zpožděný
datový tok z klopného obvodu typu D. Výsledná vícebitová výstupní posloupnost je
následně opět aplikována na vstup komparátoru. Takto vzniká na výstupu komparátoru
jednobitová datová posloupnost „bitstream“, jak je nastíněno v [15].
5. Digitálně-analogový převodník
Jednobitový
modulátor
typu
delta-sigma
je
při
použití
adekvátního
převzorkování a tvarování šumu schopen produkovat signál s odstupem výkonu
užitečného signálu od šumu mnohem vyšším než je dynamický rozsah daný fyziologií
lidského ucha. Oproti vícebitové variantě modulátoru má ještě další výhodu a to že
dvoustavový signál je ze své podstaty lineární a snadno převeditelný do analogové
formy. Vzhledem ke zmíněným okolnostem by se tedy mohlo zdát, že je použití
vícebitových převodníků neopodstatněné, ale nesmíme opomenout i nevýhody
jednobitového řešení a to hlavně následující dvě.
První z nich je poměrně vysoká citlivost na fázové chvění (jitter), jež je
způsobena potřebou zpracovávat pulsy s poměrně vysokou amplitudou ve velmi
krátkých časových intervalech. V případě N-bitového převodníku jsou skoky obvykle
2N krát menší a tím pádem je dosaženou i 2N krát nižšího množství vzorkovacího jitteru.
Druhou nevýhodou je nemožnost řádného ditheringu (viz kapitola 2.1.3).
Kvantizér je totiž poměrně dost citlivý již na malé množství chybového rozdílu
(ditheru). V případě jednobitového kvantizéru je ale velikost rozdílového signálu značná
a po průchodu zpětnou vazbou způsobuje přetížení kvantizéru. V důsledku zmíněného
problému je nutné v případě jednobitového digitálně-analogového převodníku používat
pouze malou úroveň chybového rozdílu a společně s tímto rozdílem je potřeba snížit i
úroveň užitečného vstupního signálu nesoucího informaci. Nicméně i přes zmíněné
omezení existují jednobitové digitálně-analogové převodníky s velmi nízkým
zkreslením. Jejich vnitřní zapojení je ale velmi složité a využívá se zde mnoha lokálních
zpětných vazeb.
Dnešní moderní digitálně-analogové převodníky jsou řešeny téměř výhradně
jako vícebitové. S použitím vícebitové architektury se totiž lze výše zmíněným
problémům vyhnout a dosáhnout dalšího snížení šumu nejen v užitečné frekvenční
32
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
oblasti výstupního signálu ale i mimo ni. Dochází tedy i ke snížení nároků na výstupní
filtr typu dolní propust. Vzhledem k tomu, že se samotný digitálně-analogový převodník
nachází až za modulátorem, nelze již na něj uplatnit tvarování šumu a veškeré jeho
nelinearity se projeví i na výstupu převodníku. Požadovaný výkon převodníku je navíc
dán rozlišením vstupního signálu a nikoliv samostatného digitálně-analogového
převodníku. Pro vstupní signál s rozlišením převyšujícím 16 bitů je proto vyžadována
velmi vysoká linearita, které prakticky nelze dosáhnout běžným způsobem výroby
monolitických integrovaných obvodů. Dokonce i za použití Termometrického kódu
(Thermometer code) [16], kde je decimální matematická hodnota prvku definována
počtem po sobě jdoucích logických „1“ (viz Tab. 3) a za použití 2N shodných
jednobitových prvků N-bitového digitálně-analogového převodníku lze dosáhnou
maximální shody pouze 0,1 %. Nejjednodušší variantou takovéhoto digitálněanalogového převodníku je B-bitový převodník s termometrickým kodérem jehož
struktura je patrná z principiálního blokového diagramu na Obr. 25. Vstupní B-bitová
posloupnost je zakódována termometrickým kodérem jež má 2B výstupů. Jednotlivé
výstupy jsou přímo přivedeny do příslušných 2B jednotek digitálně analogového
převodníku. Jednotlivé dílčí výsledky převodu jsou následně sečteny sčítačkou, na
jejímž výstupu figuruje již kompletní výsledek celého převodu.
D/A jednotka
y2B-1(t)
...
x[n]
Termometrický kodér
t2B-1[n]
t2[n]
t1[n]
t0[n]
D/A jednotka
y2(t)
D/A jednotka
y1(t)
D/A jednotka
y0(t)
∑
y(t)
Obr. 25 B-bitový D/A převodník s termometrickým kodérem, upraveno z [16]
Lepší linearitu lze běžným způsobem zajistit pouze pomocí laserového justování
používaného u starších typů digitálně-analogových převodníků. Justování je mimo jiné i
poměrně nákladný proces a proto je vhodné využít jiné metody k linearizaci samotného
převodníku.
33
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Tab. 3 Vztah mezi dekadickým, binárním a termometrickým kódem, upraveno z [17]
Dekadický kód Binární kód
Termometrický kód
0
0
0
0
0 0 0 0 0 0 0
1
0
0
1
0 0 0 0 0 0 1
2
0
1
0
0 0 0 0 0 1 1
3
0
1
1
0 0 0 0 1 1 1
4
1
0
0
0 0 0 1 1 1 1
5
1
0
1
0 0 1 1 1 1 1
6
1
1
0
0 1 1 1 1 1 1
7
1
1
1
1 1 1 1 1 1 1
D/A převodník s dynamickým řazením segmentů
5.1.
Pokud budeme k jednotlivým jednobitovým segmentům převodníku přistupovat
za pomoci termometrického kódu, ale jednotlivé segmenty budeme navíc přehazovat
tak, aby byly vybírány náhodně, zajistíme zrušení vazby mezi nelinearitou a vstupním
signálem a nelinearita se transformuje do podoby bílého šumu. Tento algoritmus je
obvykle označován zkratkou DEM (z angl. Dynamic Element Matching).
Když zavedeme celkový počet elementů B-bitového digitálně-analogového
převodníku N=2B, pak lze definovat vstup x v termometrickém kódu a výstup y vztahy
(6) a (7).
N 1
x   di
(6)
i 0
N 1
y   di  wi
(7)
i 0
Kde i označuje číslo segmentu a di je i-tý datový bit náležející k danému segmentu.
Parametr wi označuje míru významnosti každého segmentu, přičemž v případě že jsou
míry významnosti všech segmentů stejné, pak wi=1. Pokud platí, že x=y, pak je
digitálně-analogový převodník dokonale lineární. V praxi tohoto ale kvůli výrobním
odlišnostem nikdy nelze dosáhnout, protože se každá míra významnosti od hodnoty 1
bude více či méně odchylovat. Průměrnou hodnotu w lze vyjádřit pomocí vztahu (8).
w
1 N 1
 wi
P i 0
(8)
34
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Rovnici (7) lze tedy vyjádřit za pomoci rovnice (8) jako vzorec (9), kde figuruje nová
proměnná ymis vyjadřující chybu vzniklou odlišnostmi míry významnosti.
N 1
y  w  x  ymis , ymis   di( wi  w)
(9)
i 0
Abychom vzniklou chybu minimalizovali, musíme použít algoritmus potlačující vzniklý
šum. Pokud bude výběr segmentů digitálně-analogového převodníku zcela náhodný,
pak se bude měnit v rytmu vstupního signálu. Zmíněné chování může vést k tvarování
šumu a jeho přesunu do vysokofrekvenčních oblastí. K danému jevu dochází díky
prakticky stejnému využití jednotlivých segmentů vlivem jejich prohazování. Průměrná
chyba daná odlišnostmi mír významnosti se tedy bude blížit k nule. Základní blokový
diagram
B-bitového
digitálně-analogového
převodníku
s dynamickým
řazením
segmentů je znázorněn na Obr. 26.
D/A jednotka
Skrambler
t2[n]
y2B-1(t)
...
...
x[n]
Termometrický kodér
t2B-1[n]
D/A jednotka
y2(t)
t1[n]
t0[n]
D/A jednotka
y1(t)
D/A jednotka
y0(t)
∑
y(t)
Obr. 26 B-bitový digitálně-analogový převodník s dynamickým řazením segmentů
Tato topologie konvertuje vstupní signál stejně jako topologie předchozí pomocí
modifikovaného termometrického kodéru. Výstupy termometrického kodéru ale nejsou
připojeny na jednobitové D/A převodníky přímo, ale přes blok skrambleru. Skrambler si
lze představit jako přepojovací pole které musí mít stejný počet vstupů a výstupů jako je
počet jednotlivých D/A segmentů, tedy 2B. Pokud by skrambler nebyl zapojen a výstupy
termometrického kodéru by byly přímo přivedeny na jednotlivé D/A segmenty
převodníku, docházelo by k výše zmiňovaným chybám převodu způsobeným
odchylkami při výrobě digitálně-analogového převodníku. Tyto chyby mají
deterministický charakter, který v praxi způsobuje harmonické zkreslení. Skrambler
v podstatě zajistí přepojování výstupu z termometrického kodéru vždy na jiný z D/A
segmentů. Pokud se jedná o přepínání pseudonáhodné podle určitého pravidla, pak lze
šum vzniklý nelinearitami jednotlivých D/A segmentů přesunout do vyšší frekvenční
35
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
oblasti (Noise Shaping) kde je lze účinně odfiltrovat pomocí filtru typu dolní propust
(viz Obr. 29). V případě, že by skrambler přepojoval jednotlivé linky zcela náhodně,
vzniklé zkreslení již nebude mít deterministický charakter což se kladně projeví na
odstupu výkonu užitečného signálu od šumu (SNR) a zlepšení harmonického zkreslení
(THD) digitálně-analogového převodníku.
5.2.
Průměrování dat podle váhy
Průměrování dat podle váhy je označováno zkratkou DWA (z angl. Data
Weighted Averaging). Jedná se o variantu dynamického řazení DEM, kde je kladen
důraz na co největší rychlost přepínání skrambleru a příliš se nehledí na stejnou četnost
využití jednotlivých D/A jednotek. Segment D/A převodníku jsou voleny postupně
z pole podle aktuální dostupnosti. V kroku následujícím po kroku současném bude tedy
vybrán nejbližší volný D/A segment jež je v pořadí po segmentu současném. Jen
takovýmto způsobem je možné zajistit maximální možné využití jednotlivých D/A
jednotek. Jak je patrné z Obr. 27, princip funkce je shodný s předchozím typem D/A
převodníku s dynamickým řazením segmentů. Segmenty jsou v tomto případě řazeny
s využitím smyčky se sčítačkou typu modulo-N, kde N je počet stavů vstupního signálu
odvozený od jeho bitové hloubky. Výstup ze sčítačky modulo-N je nazýván ukazatelem.
Hodnota ukazatele se vždy sečte s aktuální posloupností na vstupu termometrického
kodéru a výsledný součet je zpracován sčítačkou typu modulo-N na jejímž výstupu se
objeví nová hodnota ukazatele. Na základě této nové hodnoty ukazatele je voleno
použití dalšího D/A segmentu.
D/A jednotka
Skrambler
t2[n]
D/A jednotka
y2(t)
t1[n]
t0[n]
N/2
∑
Sčítačka
MODULO-N
y2B-1(t)
...
x[n]
...
Termometrický kodér
t2B-1[n]
D/A jednotka
y1(t)
D/A jednotka
y0(t)
∑
y(t)
Ukazatel
Obr. 27 Digitálně-analogový převodník s průměrováním dat podle váhy
36
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Princip výběru segmentů pomocí sčítačky modulo-N pro tříbitový vstupní signál
je naznačen na Obr. 28. Vzhledem k tomu, že má vstupní signál šířku 3 bity, je operace
realizována sčítačkou modulo-8, kde pro první vzorek je ukazatel nastaven na hodnotu 0
a jsou vybrány první tři segmenty. Po aktualizaci pointeru na hodnotu 4 jsou vybrány
z druhého řádku segmenty 4 a 5 a tímto způsobem dochází k výběrům do té doby, než
hodnota ukazatele přesáhne 8. Poté začne celý proces znovu podle pravidla modulo-8.
x[n]=3
1 2 3 4 5 6 7 8
x[n+1]=2 1 2 3 4 5 6 7 8
x[n+2]=5 1 2 3 4 5 6 7 8
x[n+3]=1 1 2 3 4 5 6 7 8
x[n+4]=3 1 2 3 4 5 6 7 8
t
Segment
Obr. 28 Princip výběru segmentů sčítačkou modulo-N, upraveno z [1]
Takto modifikovaná metoda dynamického řazení segmentů je v dnešních moderních
digitálně-analogových převodnících velmi často používána z důvodu lepšího tvarování
šumu. Šum je v daném případě přesunut do vyšší frekvenční oblasti než u běžných
metod dynamického řazení segmentů. Cestou k ještě většímu efektu tvarování šumu je
použití DEM převodníku 2. řádu. Lepší efektivita tvarování šumu je demonstrována na
Obr. 29, ze kterého je patrné, že v případě digitálně-analogového převodníku s DEM 2.
řádu je šum v oblasti užitečného signálu téměř nulový.
Obr. 29 Rozdíl šumu na výstupu D/A převodníku s dynam. řazením segmentů 1. a 2. řádu,
převzato z [18]
37
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
5.3.
Jiří Toušek 2011
Topologie D/A převodníků
Tato kapitola rozebírá dvě komplexní řešení špičkových digitálně-analogových
převodníků, které používají známí výrobci Texas Instruments a Cirrus Logic. Kapitola
se zaměřuje hlavně na kompletní řešení a zapojení používaná ve výstupních částech
samotných integrovaných obvodů. Topologie ostatních výrobců fungují v naprosté
většině případů na stejných principech jako zmíněné dva typy. Společnost Texas
Instruments využívá ve svých digitálně-analogových převodnících proudového výstupu
s využitím převodníku složeného z přepínatelných proudových zdrojů, zatímco výrobce
Cirrus Logic poskytuje převodník s napěťovým výstupem využívající síť přepínatelných
kapacit. Jednotlivé topologie jsou popsány níže.
5.4.
Texas Instruments
Originální název topologie, kterou ve svých moderních digitálně-analogových
převodnících používá výrobce Texas Instruments je „A 126dB DR Current-mode
Advanced Segmented DAC„. Tento 24 bitový digitálně-analogový převodník pracující
v proudovém režimu byla původně navržen pro potřeby trhu s high-end audio
technikou. Vyzdvihnout je potřeba především jeho vysoký dynamický rozsah a velmi
nízké harmonické zkreslení. Dynamický rozsah dosahuje v jednokanálovém „mono“
zapojení hodnoty až126 dB a harmonické zkreslení pouhých 0,00025 % při vzorkovací
frekvenci 44,1 kHz. K uvedení jednokanálového zapojení do provozu je potřeba
propojení obou výstupů každého z kanálů a zároveň nastavení příslušného řídícího
registru tohoto digitálně-analogového převodníku. Každý kanál má přitom samostatný
dynamický rozsah 123 dB a hodnota THD+N nepřesahuje 0,00025 % v celé šířce
užitečného výstupního frekvenčního spektra. Dosažení takovýchto hodnot dynamického
rozsahu a harmonického zkreslení je umožněno díky využití sofistikovaných technik
pro tvarování šumu (noise shaping).
Nejvyšších 6 bitů
6 b.
24 bitů
Termometrický
dekodér
Úroveň 0-62
6 bitů
∑
Digitální
filtr
18 b.
Delta-sigma
modulátor 3. řádu
0-66
7 bitů
DWA
Úroveň 0-4
3 bity
MSB a nižších
18 bitů
Obr. 30 Topologie společnosti Texas Instruments
38
Proudový
D/A
převodník
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Blokový diagram na Obr. 30 popisuje základní strukturu výše uvedeného převodníku
výrobce Texas Instruments. Z digitálního 24 bitového vstupního signálu je pomocí
digitálního filtru odděleno nejvyšších 6 bitů od zbylých nižších bitů. Těchto 6 bitů je
pomocí termometrického dekodéru převedeno na hodnotu převráceného binárního
doplňku (viz Obr. 31).
Obr. 31 Převod na převrácený binární doplněk, převzato z [1]
Dolních 18 bitů je zpracováno modulátorem typu delta-sigma 3. řádu pracujícím na 64
násobku vzorkovací frekvence fS (viz Obr. 32). Přičemž každá jednotlivá úroveň deltasigma modulátoru je shodná s úrovní nejméně významného bitu termometrického
dekodéru.
Obr. 32 Převod modulátorem delta-sigma 3. řádu, převzato z [1]
Oba již samostatně zpracované datové toky jsou opět sumarizovány pomocí sčítačky
v jeden digitální datový tok o 67 úrovních (viz Obr. 33). Diskutovaný sumarizovaný
datový tok je následně přiveden do bloku DWA, kde je provedeno zprůměrování
datových měr významnosti jednotlivých bitů příchozího signálu. Takto upravený datový
tok o 67 úrovních je již postoupen k převodu pomocí 67 jednobitových digitálněanalogových segmentů. Zmíněné zapojení účinně minimalizuje citlivost na jitter.
39
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Obr. 33 Sumarizovaný digitální datový tok, převzato z [1]
Princip funkce jednotlivých jednobitových segmentů proudového digitálně
analogového převodníku je velmi jednoduchý. Za pomoci bloku DWM dochází
k výběru konkrétního segmentu. Daný segment se skládá z tranzistoru reprezentovaného
v blokovém schématu na
Obr. 34 spínačem a dále z proudového zdroje. Zvolený segment digitálně
analogového převodníku podle příchozího signálu buď sepne a připojí proudový zdroj
do uzlu a nebo zůstane vypnut. Součtem proudů jednotlivých segmentů v uzlu již
získáme výsledný výstupní proudový signál. Detailní schematické znázornění bloku
proudového digitálně analogového převodníku s proudovými segmenty lze nalézt
v publikaci [1].
. .
...
DWA
...
. .
Výstup
Obr. 34 Přepínatelné proudové segmenty
40
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
5.5.
Jiří Toušek 2011
Cirrus Logic
Topologie moderních typů digitálně-analogových převodníků výrobce Cirrus
Logic byla představena v roce 2000 pod originálním názvem „A 120dB Multi-Bit SC
Audio DAC with Second-Order Noise Shaping“. Topologie vznikla na základě
požadavků trhu se spotřební elektronikou, který si žádal levný, ale přesto vysoce
výkonný digitálně analogový převodník určený pro přehrávače tehdy zcela nového
formátu DVD-Audio. Jedná se tedy o 24 bitový digitálně-analogový převodník
využívající delta-sigma modulátoru a DWA 2. řádu k potlačení šumu. Na svém výstupu
disponuje převodník sítí přepínatelných kapacit, jak lze pozorovat z blokového
schématu na Obr. 35.
Digitální vstup
24 bitů
8x nebo 4x
převzorkování
24
Termometrický
dekodér
8x nebo 16x
interpolace
24
5
D/A převodník s
přepínanými C
DWA 2. řádu
24
Delta-sigma
modulátor 3. řádu
Analogový
výstup
24
Obr. 35 Topologie společnosti Cirrus Logic
Vstupní digitální signál je po průchodu digitálním filtrem osminásobně nebo
čtyřnásobně převzorkován a následně osmi nebo šestnáctinásobně interpolován.
Interpolace je tedy dvoustupňová a až 128 násobná. Takto upravený signál je přiveden
na vstup delta-sigma modulátoru 3. řádu, jehož výstup je pětibitový. Následně dochází
ke skramblování pomocí termometrického dekodéru a metody DWA 2. řádu. V takto
upravené podobě už je signál připraven ke konečné konverzi pomocí digitálněanalogového převodníku s přepínanými kapacitními segmenty. Výstup z převodníku je
symetrický a napěťový. Za samotným výstupem je tedy nutný již pouze analogový filtr
2. řádu s mezní frekvencí určenou použitou vzorkovací frekvencí zdroje datového
signálu. Princip funkce převodníku s přepínanými kapacitami je patrný z blokového
schématu na Obr. 36. Signál z bloku DWA ovládá tři přepínače kapacitního pole. Podle
aktuálního stavu signálu se sepne vždy jeden ze dvou tranzistorů prezentovaných
v podobě přepínačů a připojí na kondenzátor buď kladné napětí a nebo nulový
potenciál. Kondenzátor se nabije na danou hladinu napětí a přepínač se opět vrátí do
původní polohy. Výsledná výstupní hodnota je získána sepnutím posledního přepínače,
který přivede napětí na výstup z kapacitního pole.
41
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
VCC
GND
VCC
GND
Jiří Toušek 2011
GND
VCC
.
.
OUT
Od DWA
C1
.
...
C2
CN
Obr. 36 Síť přepínatelných kapacit
6. Přehled dostupných D/A převodníků
V posledních zhruba 10 letech došlo k velkému rozvoji digitálně-analogových
převodníků pro využití v audio technice. Tato kapitola slouží jako ucelený přehled
portfolia v současnosti vyráběných integrovaných obvodů sloužících ke konverzi
digitálního audio signálu do analogové formy. Seznam většiny dnešních výrobců
integrovaných obvodů v tomto segmentu trhu je uveden v Tab. 4. Pro účely práce byli
vybráni významní výrobci audio převodníků a na základě jejich aktuální nabídky byly
vytvořeny seznamy zajímavých digitálně-analogových převodníků. Jedná se především
o
společnosti
Analog
Devices,
Texas
Instruments,
Cirrus
Logic,
Wolfson
Microelectronics, AKM Semiconductor a ESS Technology. Přehled trhu členěný podle
jednotlivých jmenovaných výrobců je uveden v podkapitolách. U většiny výrobců byly
do přehledu zařazeny i běžné tržní ceny jejich výrobků. V tabulkách jsou obsaženy i
typy pouzder jednotlivých monolitických integrovaných obvodů. Vytvořený seznam
nelze považovat za konečný, protože je dnešní trh s elektronickými součástkami velmi
dynamický a většina výrobců neustále pracuje na vylepšení stávajících produktů a na
vývoji nových modelů stále výkonnějších, přesnějších a levnějších digitálněanalogových převodníků pro použití v audio oblastech. Pro udržení přehledu je proto
nutné neustále vývoj trhu sledovat.
Tab. 4 Přehled výrobců moderních digitálně-analogových převodníků
AKM Semiconductor
Linear Technology
PHILIPS Semiconductors
Analog Devices
Maxim Integrated Products
Sony
Cirrus Logic
Microchip
ST microelectronics
Fairchild Semiconductor
National Semiconductor
Texas Instruments
Holtek Semiconductor Inc.
NEC
Wavefront Semiconductor
Intersil
NJR Corporation
Wolfson Microelectronics
Intronics Inc.
NPC
ESS Technology
42
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
6.1.
Jiří Toušek 2011
Analog Devices
Tab. 5 Digitálně-analogové převodníky společnosti Analog Devices
Označení
Architektura
AD1955
Delta-sigma
AD1853
Delta-sigma
AD1852
Delta-sigma
AD1933
Delta-sigma
AD1934
Delta-sigma
Převodník
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Počet
kanálů
Rozlišení
[bitů]
fS max
[kHz]
SNR
[dB]
Ovládání
Pouzdro
Cena
[USD]
2
24
192
120
SPI
28SSOP
7.59
2
24
192
117
SPI
28SSOP
9.11
2
24
192
114
SPI
28SSOP
8.10
8
24
192
110
SPI
64LQFP
4.05
8
24
192
108
SPI, I2C
48LQFP
3.48
Významným výrobcem moderních digitálně-analogových převodníků je
společnost Analog Devices, známá také pod označením ADI. Společnost Analog
Devices byla založena v 60. letech minulého století dvěma absolventy MIT, pány
Rayem Statou a Mathewem Lorberem. Prvním komerčním výrobkem společnosti byl
stejně jako v předchozím případě operační zesilovač používaný ve své době ve velmi
precizních měřicích přístrojích. Z našeho pohledu zásadním milníkem ve vývoji
společnosti bylo zavedení laserového trimování při výrobě digitálně-analogových
převodníků v roce 1973. V témže roce byl společností vyvinut a uveden na trh vůbec
první digitálně-analogový převodník využívající technologii CMOS. V dnešní době je
Analog Devices největším výrobcem datových převodníků s 47,5 % podílu na trhu.
Přestože portfolio výrobků není tak široké jako v případě společnosti některých dalších
společností, lze v něm najít několik zajímavých modelů digitálně-analogových
převodníků uvedených v Tab. 5. Je potřeba zmínit především nejvyšší model výrobce,
kterým je převodník s označením AD1955 s dynamickým rozsahem až 123 dB. Jedná se
o 24 bitový digitálně-analogový převodník založený na architektuře delta-sigma
s proudovými segmenty na svém výstupu. S jeho vnitřními konfiguračními registry lze
komunikovat pomocí sběrnice SPI stejně jako u většiny ostatních modelů výrobce.
Veškeré informace k jednotlivým typům převodníků včetně jejich cen byly získány
z webových stránek společnosti [19]. Ceny jsou uvedeny bez DPH pro odběr minimálně
100 ks.
43
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
6.2.
Jiří Toušek 2011
Texas Instruments
Tab. 6 Digitálně-analogové převodníky společnosti Texas Instruments
Označení
Architektura
PCM1792A
Delta-sigma
DSD1793
Delta-sigma
PCM1794A
Delta-sigma
PCM1795
Delta-sigma
PCM1774
Delta-sigma
PCM1771
Delta-sigma
PCM1770
Delta-sigma
PCM1742
Delta-sigma
PCM1740
Delta-sigma
PCM4104-EP
Delta-sigma
PCM1602A
Delta-sigma
PCM1606
Delta-sigma
DSD1608
Delta-sigma
PCM1690
Delta-sigma
TLV320DAC31
Delta-sigma
TLV320DAC32
Delta-sigma
PCM1704
Znaménková
magnituda
Převodník
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
Proudové
segmenty
R-2R
Počet
kanálů
Rozlišení
[bitů]
fS
max
[kHz]
SNR
[dB]
Ovládání
Pouzdro
Cena
[USD]
2
24
192
127
I2C, SPI
28SSOP
10.65
2
24
192
113
I2C
28SSOP
2.25
2
24
192
127
HW
28SSOP
10.65
2
2
32
200
123
I C, SPI,
TDMCA
28SSOP
3.95
2
16
50
93
I2C, SPI
20QFN
1.50
2
24
48
98
HW
2
24
48
98
SPI
2
24
192
106
(KE)
SPI
16SSOP
1.65
2
24
96
94
I2 C
24SSOP
3.15
4
24
216
118
SPI, HW
48TQFP
4.95
6
24
200
105
SPI
48LQFP
2.80
6
24
192
103
HW
20SSOP
2.00
8
24
192
108
SPI
52TQFP
6.40
16TSSOP,
20VQFN
16TSSOP,
20VQFN
1.60
1.35
2
8
24
192
113
SPI, I C,
HW
48HTSSOP
1.50
1
24
32
192
I2 C
32QFN
1.35
2
24
96
95
I2 C
32QFN
1.35
1
24
768
120
HW
16PDIP,
SO20
26.10
Tradice audio produktů výrobce Burr-Brown [20] má velmi hluboké kořeny
sahající až do druhé poloviny 50. let minulého století. Zakladatelé společnosti,
Američané Page Burr a Thomas R. Brown, byli jedni z prvních, kdo začal se sériovou
výrobou polovodičových tranzistorů. O něco později se společnosti podařilo vyvinout
vůbec první integrovaný operační zesilovač a zaměřila se na výrobu precizních
polovodičových součástek pro analogovou techniku a datovou konverzi. V roce 2000
byla společnost odkoupena rychle se rozvíjejícím výrobcem polovodičových součástek,
firmou Texas Instruments. Pod značkou Burr-Brown jsou doposud vyráběny precizní
polovodičové součástky určené především pro lékařskou techniku a pro použití v audio
aplikací. Audio digitálně-analogové převodníky tohoto výrobce nacházely své uplatnění
již v prvních přehrávačích kompaktních disků CD-Audio a právem byly pokládány za
44
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
vysoce kvalitní. V 80. a 90. letech minulého století se jednalo hlavně o digitálněanalogové převodníky založené na principu odporové sítě R-2R [17], z nichž vrcholným
modelem byl v Tab. 6 uvedený převodník s označením PCM1704. Jedná se o
jednokanálový digitálně-analogový převodník, schopný pracovat s délkou slova 24 bitů
a vzorkovací frekvencí 96 kHz. Vzhledem k vysoké náročnosti výrobního procesu
dosahuje na svou dobu výborného dynamického rozsahu až 120 dB. Přestože je tržní
cena tohoto typu digitálně-analogového převodníku poměrně vysoká (U distributora
Farnell zhruba 1100 Kč při kusovém množství), byl zmíněný typ převodníku ještě
donedávna velmi oblíbeným u výrobců špičkové audiovizuální techniky. V tu dobu si
však již na trhu budovaly svou pověst převodníky využívající architekturu Delta-Sigma,
přičemž dnes nejvyšším modelem řady digitálně-analogových převodníků vyráběných
pod značkou Burr-Brown je dvojice PCM1794A a PCM1792A. Oba 24 bitové typy
převodníků disponují naprosto stejnými parametry, mají tedy dynamický rozsah při
využití jednokanálového zapojení až 132 dB a mohou pracovat se vstupním digitálním
signálem o vzorkovací frekvenci až 192 kHz a využívají pro svou funkci pro výrobce
tradiční strukturu přepínaných proudových segmentů. Odlišností těchto dvou modelů je
pouze možný způsob nastavení jejich registrů. Obvod PCM1794A lze použít bez
nutnosti jeho připojení na řídicí jednotku s mikropočítačem. Nastavení základních
registrů potřebných pro funkci převodníku je v tomto případě umožněno vyvedením
několika vstupních pinů z jeho pouzdra. Naopak obvod PCM1792A, použitý ve
funkčním prototypu, může být konfigurován za pomoci rozhraní SPI nebo I2C.
Výhodou daného řešení je širší možnost nastavení převodníku včetně možnosti ovládání
hlasitosti obou kanálů digitálně-analogového převodníku. Dalším zajímavým modelem
výrobce je převodník s označením PCM1795. Jedná se o 32 bitový převodník schopný
zpracovávat signály s vzorkovací frekvencí až 200 kHz a s dynamickým rozsahem
123 dB. Model je zajímavý tím, že na jeho základu bude pokračovat vývoj nových typů
digitálně-analogových převodníků určených pro „high-end“ aplikace. Portfolio výrobce
obsahuje
i
moderní
digitálně-analogové
převodníky
s interním
koncovým
reproduktorovým či sluchátkovým výstupem. Jedná se především o model
TLV320DAC31, disponující 2,5 W koncovým zesilovačem pracujícím ve třídě D a dále
o typ TLV320DAC32 disponující čtyřmi audio výstupy a sluchátkovým zesilovače. Oba
modely obsahují interní fázový závěs a digitální ekvalizér. Tab. 6 zachycuje důležité
parametry a cenu vybraných typů moderních digitálně-analogových převodníků
vybraných z portfolia výrobce. Veškeré parametry obvodů a informace o cenách jsou
45
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
získány z webových stránek výrobce [21]. Ceny jsou uvedeny bez DPH pro odběr
minimálně 100 ks.
6.3.
Cirrus Logic
Tab. 7 Digitálně-analogové převodníky společnosti Cirrus Logic
Označení
Architektura
CS4398
Delta-sigma
CS4392
Delta-sigma
CS4362/82
Delta-sigma
CS4365/85
Delta-sigma
CS4351
Delta-sigma
CS4350
Delta-sigma
CS4344-48
Delta-sigma
Převodník
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Počet
kanálů
Rozlišení
[bitů]
fS
max
[kHz]
SNR
[dB]
Ovládání
Pouzdro
Cena
[EUR]
2
24
192
120
I2C, SPI
28TSSOP
7.11
2
24
192
114
I2C, SPI
20TSSOP
6.61
6/8
24
192
114
I2C, SPI
48LQFP
-
6/8
24
192
114
I2C, SPI
48LQFP
11.89
2
24
192
112
I2C, SPI
20TSSOP
4.15
2
24
192
108
I2C, SPI
24TSSOP
4.33
2
24
192
105
-
10TSSOP
2.09
Společnost byla založena v roce 1981 Dr. Suhasem Patilem pod původním
názvem Patil Systems. V roce 1983 bylo přesunuto sídlo společnosti do Silicon Valey a
společně s tímto krokem začala společnost používat již dnes známý název Cirrus
Logics. Firma byla založena za účelem výroby monolitických integrovaných obvodů
pro použití v počítačové technice a ve spotřební elektronice. V roce 1991 došlo ke
spojení
s dalším
výrobcem
polovodičových
součástek,
společností
Crystal
Semiconductors. Společnost se v současné době zaměřuje převážně na výrobu
polovodičů pro audio techniku a datovou konverzi. Kromě digitálně-analogových
převodníků je společnost známá výrobou přijímačů a vysílačů digitálního audio signálu
ve formátu S/PDIF (viz kapitola 2.4). V Tab. 7 se nachází seznam vybraných modelů
digitálně analogových převodníků výrobce Cirrus Logic, z nichž je potřeba se zmínit o
modelu CS4398, který je v současné době nejvýkonnějším převodníkem v portfoliu
společnosti. Jedná se o 24 bitový digitálně-analogový převodník architektury deltasigma s napěťovým výstupem využívajícím přepínatelného pole kapacit. Diskutovaný
typ převodníku dosahuje dynamického rozsahu až 120 dB a k jeho konfiguračním
registrům lze přistupovat pomocí rozhraní SPI nebo I2C. Veškeré informace o
jednotlivých typech digitálně analogových převodníků byly získány z webových stránek
výrobce [22]. Informace o cenách jednotlivých modelů převodníků z portfolia výrobce
46
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
byly získány z webových stránek evropského dodavatele Farnell [23]. Ceny jsou
uvedeny bez DPH pro odběr minimálně 10 ks.
6.4.
Wolfson Microelectronics
Tab. 8 Digitálně-analogové převodníky společnosti Wolfson Microelectronics
Označení
Architektura
WM8741
Delta-sigma
WM8718
Delta-sigma
WM8523
Delta-sigma
WM8762
Delta-sigma
WM8726
Delta-sigma
WM8746
Delta-sigma
WM8761
Delta-sigma
WM8711
Delta-sigma
WM8751
Delta-sigma
WM8912
Delta-sigma
Převodník
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Počet
kanálů
Rozlišení
[bitů]
fS max
[kHz]
SNR
[dB]
Pouzdro
Cena
[EUR]
28SSOP
11.98
Ovládání
2
32
192
125
HW, I2C,
SPI
2
24
192
111
SPI
2
24
192
106
HW, I C,
SPI
20SSOP,
24QFN
20SSOP,
24QFN
2
24
192
98
HW
8SOIC
1.01
2
24
192
100
HW
14SOIC
1.41
2
2.13
0.88
2
6
32
192
106
HW, I C,
SPI
28SSOP
3.55
6
24
192
100
HW
14SOIC
-
2
24
48
90
I2C, SPI
28SSOP,
28QFN
1.5
2
24
48
98
I2C, SPI
32QFN
2.16
2
24
48
96
I2C, SPI
32QFN
-
Jedná se o britskou společnost založenou v roce 1984 pány Davidem Milnem a
Jimem Reidem. Produkty tohoto výrobce polovodičových součástek jsou zaměřeny
především na trh se spotřební elektronikou. Společnost je dodavatelem polovodičových
komponent pro mnoho známých velkých výrobců elektroniky jakými jsou například
Microsoft (Xbox), Apple (iPod, iPhone), Logitech (Squeezebox Duet),
Samsung
Mobile, Bang & Olufsen a další. Tab. 8 obsahuje výčet vybraných modelů digitálně
analogových převodníků z nabídky výrobce. Jedním ze zajímavých digitálněanalogových převodníků je velmi levný model WM8711, který je přímo určen pro
použití v přenosných hudebních přehrávačích a mobilních telefonech. Jedná se o
nízkopříkonový převodník s linkovým výstupem určeným pro připojení sluchátek.
Model WM8912 rozšiřuje výhody předchozího typu ještě o parametrický ekvalizér.
Vrcholným digitálně-analogovým převodníkem výrobce je však 32 bitový typ
WM8741, jež dosahuje dynamického rozsahu až 125 dB a je tedy připraven pro
plnohodnotné zpracování zvuku i z nejmodernějších zdrojů jakými jsou nosiče „BluRay“. Ke konfiguraci vnitřních registrů většiny typů převodníků diskutovaného výrobce
je možné přistupovat buď pomocí vyvedených řídicích pinů hardwarově a nebo
47
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
prostřednictvím rozhraní I2C a SPI. Informace o cenách jednotlivých modelů
převodníků z portfolia výrobce [24] byly získány z webových stránek evropského
dodavatele Farnell [23]. Ceny jsou uvedeny bez DPH pro odběr minimálně 10 ks.
6.5.
AKM Semiconductor
Tab. 9 Digitálně-analogové převodníky společnosti AKM Semiconductor
Označení
Architektura
AK4399
Delta-sigma
AK4392
Delta-sigma
AK4390
Delta-sigma
AK4397
Delta-sigma
AK4396
Delta-sigma
AK4382A
Delta-sigma
AK4480
Delta-sigma
AK4440
Delta-sigma
AK4426
Delta-sigma
AK4358
Delta-sigma
AK4353
Delta-sigma
AK4372
Delta-sigma
Převodník
Počet
kanálů
Rozlišení
[bitů]
fS max
[kHz]
SNR
[dB]
Ovládání
Pouzdro
2
32
216
123
HW/SPI
LQFP44
2
32
216
120
HW/SPI
LQFP44
2
32
216
120
HW/SPI
30VSOP
2
32
216
120
HW/SPI
LQFP44
2
24
192
120
HW/SPI
28VSOP
2
24
192
112
SPI
16TSSOP
2
32
216
114
HW/SPI
30VSOP
8
24
192
106
SPI,I2C
30VSOP
2
24
192
106
I2C
16VSOP
8
24
192
112
SPI, I2C
48TQFP
2
24
96
102
SPI, I2C
24VSOP
2
24
48
90
SPI, I2C
24CSP
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Přepínané
kapacity
Portfolio tradičního japonského výrobce polovodičových součástek určených
především pro audio aplikace je velmi široké. Nabídka společnosti Asahi Kasei (AKM
Semiconductor) [25] obsahuje několik špičkových modelů 32 bitových digitálněanalogových převodníků, které jsou uvedeny v Tab. 9. Digitálně-analogový převodník
s označením
AK4399
přitom
dosahuje
dynamického
rozsahu
až
126 dB
v jednokanálovém módu. Převodník dokáže zpracovat digitální signály s vzorkovací
frekvencí až 216 kHz a jeho vnitřní registry jde nastavit jak hardwarově, tak za pomoci
sériového komunikačního rozhraní SPI. Dalším zajímavým produktem z portfolia
tohoto japonského výrobce je model AK4353, který obsahuje ve svém pouzdře i
digitální vysílač signálu S/PDIF. Výběr je dále rozšířen o velké množství digitálněanalogových převodníků s linkovým výstupem, interním fázovým závěsem a
ekvalizérem. Jedním z takovýchto převodníků je i typ AK4372. Komunikace mezi
48
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
jednočipovým
mikropočítačem
a
posledními
Jiří Toušek 2011
dvěma
jmenovanými
digitálně-
analogovými převodníky lze uskutečnit pomocí rozhraní SPI nebo I2C. Je ovšem nutno
podotknout, že dynamický rozsah zmíněných univerzálních převodníků s linkovým či
sluchátkovým výstupem je pouze 90 dB. Informace o oficiálních cenách pro evropský
trh se nepodařilo dohledat, u neoficiálních prodejců se ale cena integrovaných obvodů
AK4399 a AK4397 v kusovém množství pohybuje okolo 24 USD.
6.6.
ESS Technology
Tab. 10 Digitálně-analogové převodníky společnosti ESS Technology
Označení
ES9016
ES9018
ES9012
ES9008S
ES9006S
Převodník
Hyperstream
DAC
Hyperstream
DAC
Hyperstream
DAC
Hyperstream
DAC
Hyperstream
DAC
Počet
kanálů
Rozlišení
[bitů]
fS max
[kHz]
SNR
[dB]
Ovládání
Pouzdro
Cena
[EUR]
8
32
192
124
I2C
48LQFP
25.92
8
32
192
129
I2C, SPI
64LQFP
54.67
2
32
192
133
I2C, SPI
64LQFP
54.67
8
24
192
128
I2C, SPI
64LQFP
39.92
8
24
192
120
I2C, SPI
48LQFP
5.50
Společnost ESS Technology byla založena v USA v roce 1984 pány Fredem
Chanem a Forrestem Mozerem za účelem vývoje a výroby multimediálních doplňků
k PC. Firma se v této oblasti proslavila především svými zvukovými kartami pro osobní
počítače. Na trhu audio digitálně-analogových převodníků pro spotřební elektroniku je
ovšem zatím poměrně krátce. Přesto patří její digitálně-analogové převodníky řady
„Sabre“ ke špičce na trhu (viz Tab. 10). Jedná se ve většině případů o 32 bitové
převodníky s blíže nespecifikovanou metodou potlačení jitteru (pravděpodobně deltasigma). Dynamický rozsah nejvyššího modelu značky, převodníku s označením
ES9012, je až 133 dB. Ve vnitřní struktuře obvodu je použito 8 digitálně analogových
převodníků
výrobcem
označovaných
jako
„Hyperstream
DAC“.
S velkou
pravděpodobností se jedná o 8 samostatných jednobitových proudových segmentů,
jelikož je výstup z převodníku taktéž proudový. Princip funkce digitálně-analogových
převodníků řady „Sabre“ není na webových stránkách výrobce [26] nijak blíže
specifikován. Výhodou výrobků z nabídky společnosti ESS Technology je nejen jejich
vysoká zvuková kvalita, ale také integrace digitálního přijímače přímo jednoho pouzdra
společně s digitálně-analogovým převodníkem. Funkce obvodu je tedy zcela samostatná
a pro připojení ke zdroji signálu ve formátu S/PDIF již není potřeba žádného
49
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
dodatečného digitálního přijímače. Nevýhodou produktů diskutovaného výrobce je
poměrně vysoká cena. Ta ve většině případů přesahuje cenu digitálního přijímače a
nejvýkonnějšího digitálně-analogového převodníku jiného výrobce dohromady.
Výjimkou je ovšem nejméně výkonný model ES9006S, který ve svém pouzdře obsahuje
taktéž přijímač digitálního signálu S/PDIF a zároveň dosahuje špičkových audio
parametrů při velmi přijatelné ceně 5,5 Eur za kus. Daná skutečnost z tohoto modelu
digitálně-analogového převodníku činí produkt s nejlepším poměrem cena/výkon.
Informace o převodnících výrobce ESS Technologies byly získány z jeho webových
stránek [26], informace o cenách poskytl dodavatel výrobků pro evropský trh,
společnost Ismosys [27].
7. Realizace funkčního vzorku
Ovládací panel
USB
SRC4392
USB
streamer
TENOR
DIT
Převodník I/U
L
Filtr DP
L
Budič
L
Převodník I/U
P
Filtr DP
P
Budič
P
S/PDIF 1
DIR
ASRC
PORT
A
PCM1792A
S/PDIF 2
AES/EBU
PORT
B
Zdroj
hodinového
signálu
Obr. 37 Blokový diagram realizovaného funkčního vzorku
Blokový diagram na Obr. 37 znázorňuje strukturu prakticky realizovaného
vzorku zařízení využívajícího moderního typu digitálně analogového převodníku.
Jádrem celého zařízení je integrovaný obvod SRC4392 [21] výrobce Texas Instruments.
Jedná se o obvod, který ve svém pouzdře kombinuje čtyřvstupový přijímač digitálního
zvukového signálu, asynchronní převodník vzorkovací frekvence, vysílač digitálního
zvukového signálu a dvě standardizované vstupně-výstupní digitální audio rozhraní.
Digitální přijímač je schopen pracovat nejen s běžným spotřebním rozhraním S/PDIF,
ale i s jeho profesionální verzí AES/EBU. Realizovaný vzorek zařízení tedy obsahuje
dva běžné digitální vstupy formátu S/PDIF a jeden profesionální vstup AES/EBU.
Všechny tyto tři vstupy jsou od zdroje signálu galvanicky odděleny pomocí pulzních
50
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
převodních transformátorů. Poslední vstup digitálního přijímače je využit pro
komunikaci s obvodem TE7022L výrobce Tenor sloužícího k přenosu digitálního zvuku
prostřednictvím počítačového rozhraní USB. Celé zařízení je galvanicky oddělené od
USB portu počítače pomocí USB izolátoru ADUM4160 výrobce Analog Devices.
Zmíněný USB izolátor využívá technologie CMOS iCoupler, která v pouzdře obsahuje
jednak detektor směru toku dat a také zabudovaný oddělovací transformátor se
vzduchovým jádrem (viz Obr. 38 uprostřed).
Obr. 38 USB izolátor, převzato z [28]
Izolátor díky tomu splňuje i přísné normy pro použití v lékařské technice. Vzorek
zařízení lze tedy využít jako doplněk libovolného počítače obsahujícího rozhraní USB.
Signál je v přijímači digitálního audio signálu převeden do standardizovaného formátu
I2S
a následně postoupen k úpravě pomocí asynchronního převodníku vzorkovací
frekvence. Blok asynchronního převodníku vzorkovací frekvence je schopen převést
digitální audio signál o prakticky libovolné standardizované vzorkovací frekvenci od
32 kHz do 192 kHz na signál s jinou standardizovanou vzorkovací frekvencí. Digitální
audio signál s převedenou vzorkovací frekvencí je dále přiveden na výstup audio portu
A. Zdroj hodinového kmitočtu pro asynchronní převodník vzorkovací frekvence a pro
výstupní část portu A je získána z velmi přesného krystalového oscilátoru holandského
výrobce TENTlabs s frekvencí 24,576 MHz posíleného na svém výstupu dvojicí budičů
sběrnice 74LVC125. Digitální zvuková data jsou z portu A přivedena na obvod
moderního špičkového digitálně-analogového převodníku PCM1792A vyráběného
společností Texas Instruments. Jedná se o 24 bitový převodník typu delta-sigma
s výstupní částí složenou z proudových segmentů tak, jak je popsáno v kapitole 5.
Diskutovaný
typ
je
v současné
době
nejvýkonnějším
digitálně-analogovým
převodníkem výrobce schopným pracovat s digitálními signály s 16 až 24 bitovou
51
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
délkou slova a vzorkovací frekvencí od 10 kHz do 200 kHz. Při vzorkovací frekvenci
192 kHz dosahuje parametru zkreslení THD+N typicky pouze 0,0015% a dynamického
rozsahu a odstupu výkonu užitečného signálu od šumu v konfiguraci „stereo“ až 129
dB. Převodník má ve svém pouzdře integrován i digitální filtr s osminásobným
převzorkováním se zvlněním v propustné oblasti pouze ±0.00001 dB a útlumem
v nepropustném pásmu až 130 dB. Další zajímavou vlastností obvodu je možnost
ovládat útlum výstupního signálu pouze nastavením daného registru v paměti obvodu.
Výstupy digitálně-analogového převodníku PCM1792A jsou symetrické a proudové.
Vzhledem k této skutečnosti je výstup PCM1792A méně náchylný k rušení z okolí.
Každý proudový výstup z obvodu PCM1792A je přiveden na převodník proudu na
napětí realizovaný příslušným zapojením operačního zesilovače. Spojitý napěťový
signál je z výstupu převodníku proudu na napětí přiveden do rekonstrukčního filtru, kde
dochází k odfiltrování ultrazvukových produktů převodu (zejména šum). Navržené
řešení využívá strukturu filtru s vícenásobnou zpětnou vazbou (z angl. Multifeedback)
[29]. Hodnoty součástek použitých ve filtru odpovídají filtru s Besselovou aproximací.
K návrhu filtru byl použit počítačový program FILTERPRO dodávaný společností
Texas
Instruments.
Parametry
filtru
získané
přímo
z návrhového
programu
FILTERPRO jsou uvedeny v příloze E. Výsledky návrhu z programu FILTERPRO byly
následně ověřeny simulací v systému PSpice (viz příloha D) se závěrem, že frekvenční
charakteristika filtru pro dané použití zcela vyhovuje. Po přefiltrování je signál
proudově zesílen symetrickými budiči v diamantovém zapojení (z angl. Diamond
buffer) s jednotkovým napěťovým ziskem. Struktura budiče je patrná ze schematického
diagramu v příloze na obr. A.3 a jeho základ tvoří zapojení tranzistorů T1-T6. Výhodou
takto zapojeného budicího stupně je velmi malá výstupní impedance a velmi nízká
hodnota harmonického zkreslení THD, přičemž cena realizovaného zapojení je nižší než
tržní cena většiny budičů ve formě integrovaného obvodu. Kvůli udržení nulové
stejnosměrné složky na výstupech zařízení je každá analogová větev obvodu opatřena
obvodem pro aktivní potlačení stejnosměrné složky. Jedná se o vhodně využité zapojení
integrátoru s operačním zesilovačem a díky němu lze dosáhnout stejnosměrné složky na
výstupu realizovaného vzorku pod hodnotu 1 mV. K registrům jak obvodu PCM1792A,
tak SRC4392 lze přistupovat s využitím rozhraní SPI nebo I2C. V případě návrhu
funkčního
vzorku
digitálně-analogového
převodníku
bylo
použito
propojení
prostřednictvím protokolu I2C, který umožňuje snazší komunikaci hlavního ovládacího
panelu „master“ s více závislými „slave“ zařízeními na jedné sběrnici. Tyto lze mezi
52
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
sebou rozlišit pomocí unikátní adresy každého z obvodů. Před zahájením provozu
převodníku je tedy nutné oba obvody pomocí bloku ovládacího panelu nakonfigurovat.
Ovládací panel zašle oběma obvodům informace potřebné ke správné konfiguraci a k a
aktivaci jednotlivých periferií potřebných pro správnou funkci celého modulu funkčního
vzorku. Protože závislá zařízení, v našem případě obvody PCM1792A a SRC4392,
pracují s 3,3 V logikou a ovládací panel využívající jednočipového mikropočítače
z řady AVR je nápájen napětím 5 V, je pro správnou komunikaci mezi samotným
vzorkem zařízení a jeho ovládacím panelem nutný obousměrný převodník úrovně
signálu vhodný pro použití se sběrnicí I2C. Za tímto účelem byl vybrán integrovaný
obvod PCA9306 výrobce Texas Instruments který zajišťuje převod z 5 V logiky na
logiku 3,3 V. Stabilizace napájecího napětí pro digitální část realizovaného vzorku a
stabilizace analogového napětí samotného obvodu digitálně-analogového převodníku je
realizováno
pomocí
moderních
nízkošumových
stabilizátorů
typu
LT1763
produkovaných výrobcem Linear Technology. Tyto stabilizátory zajišťují stálou
hodnotu všech potřebných napájecích napětí do proudu až 500 mA. Analogová část
vzorku je napájena z externího zdroje napájecího napětí v rozmezí ±10 V až ±15 V.
Toto napájecí napětí je nejprve dodatečně globálně vyblokováno a filtrováno
elektrolytickými kondenzátory o celkové kapacitě 10 mF a následně ještě blokováno a
filtrováno lokálními kondenzátory.
Vzorek je realizován na čtyřvrstvém plošném spoji s oboustrannou nepájivou a
potiskem ze strany součástek (viz příloha B). Při návrhu plošného spoje byly kladeny
vysoké nároky na dodržení návrhových pravidel pro co nejmenší vyzařování celého
vzorku a pro vysokou odolnost proti rušení. Hlavní signálové vodiče jsou obsaženy
v horní vnější vrstvě (ze strany součástek), následuje vrstva s polygony s nulovým
napětím. Třetí vrstva se skládá z polygonů distribuujících jednotlivým součástkám
napájecí napětí a v poslední čtvrté vrstvě jsou taženy méně významné spoje. Zdroje
hodinového signálu s krystalovými oscilátory mají na vrchní vrstvě samostatné stínící
plochy s nulovým potenciálem oddělené od zbytku zemnící plochy v první vnitřní
vrstvě pomocí indukčnosti. Pod obvody lineárních stabilizátorů jsou umístěny taktéž
plochy nulového potenciálu z důvodu lepšího odvodu tepla z jejich pouzder. Spoje
nesoucí digitální informaci byly optimalizovány tak aby byla zajištěna jejich malá délka
a tím pádem i optimální impedance vzhledem k vlnové délce procházejícího signálu.
Napájecí napětí je obvykle blokováno pomocí dvojice blokovacích kondenzátorů o
kapacitě 100 nF a 10 µF. Tyto jsou umístěny co nejblíže k příslušným napájecím
53
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
vývodům integrovaných obvodů a jejich propojení do vnitřních napájecích vrstev je
provedeno takovým způsobem, aby napájecí proud tekl vodiči po celou dobu provozu
zařízení pokud možno pouze jedním směrem.
7.1.
Návrh rekonstrukčního filtru
U většiny moderních digitálně-analogových převodníků je nutností použití
analogového rekonstrukčního filtru. Jedná se o filtr typu dolní propust, jež má za úkol
odfiltrovat šum, který byl za pomoci metod tvarování šumu přesunut ze základního
pásma do pásem vyšších.
Obvyklou topologií rekonstrukčních filtrů je topologie
aktivního filtru s vícenásobnou zpětnou vazbou (z angl. Multiple Feedback). Příklad
zapojení této topologie je uveden na Obr. 39.
Obr. 39 Filtr s vícenásobnou zpětnou vazbou
Zapojení filtru s vícenásobnou zpětnou vazbou se v daném případě skládá z operačního
zesilovače a sítě čtyř rezistorů a dvou kondenzátorů. Postup samotného návrhu
takového filtru se skládá z několika kroků. V prvním kroku je potřeba zvolit zesílení
v propustném pásmu A0 a řád filtru. Pro účely zhotoveného vzorku zařízení
využívajícího digitálně-analogový převodník byl zvolen zisk 1, tedy 0 dB. Pro dané
účely pak postačí, když bude rekonstrukční filtr druhého řádu. Následuje volba šířky
propustného pásma. Zvolena byla frekvence 100 kHz při poklesu amplitudy o 3 dB.
Následuje výběr typu filtru podle použité aproximace. Existuje několik typů aproximací
filtrů, z nichž pro dané použití nejvíce vyhovuje použití Besselovy nebo Butterworthovy
aproximace. Zmíněný krok je velmi důležitým, protože jsou pomocí něho určeny póly
funkce a tím pádem i průběh amplitudové a fázové frekvenční charakteristiky
navrhovaného filtru. V tab. 11 jsou pod koeficienty α a β uvedeny normalizované
polohy pólů přenosové funkce filtru.
54
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Tab. 11 Normalizované polohy pólů přenosové funkce filtru, upraveno z [30]
Typ filtru
α
β
Butterworth
0,7071
0,7071
Bessel
1,1030
0,7106
Následuje výběr vhodných kapacit kondenzátorů C2 a C5 podle vztahů (11) a (12) tak
aby odpovídaly podmínce, že hodnota vzorce (13) je reálná.
K
 
C5
C2
(11)

(12)
2 2
 2  K (1  A0 )
(13)
Při znalosti zisku v propustném pásmu A0, hodnot obou kapacit a parametrů α a β lze
dopočítat hodnoty zbylých obvodových prvků. Mezní frekvence FC je nejprve
převedena pomocí vzorce (14) na úhlovou frekvenci ω0. Následně lze přímo dopočítat
hodnoty odporu jednotlivých rezistorů, přičemž R1 je dán vzorcem (15) a hodnoty
rezistorů R3 a R4 vzorci (16) a (17).
0  2 F C   2   2 ; rad  s -1 ,Hz
R1 
R3 
R4 
(14)
R4
; Ω 
( A0 )

(15)
1
 0 C 2    2  K (1  A0 )
; Ω
(16)
   2  K (1  A0 )
; Ω 
 0 C5
(17)
V případě návrhu funkčního vzorku byl využit specializovaný počítačový program
„FilterPro“, který je volně ke stažení na webových stránkách společnosti Texas
Instruments [21]. Filtr byl navrhován pro mezní frekvenci 100 kHz a zesílení
v propustném pásmu 0 dB s použitím Besselovy aproximace. Výsledné hodnoty návrhu
součástek filtru pomocí výše zmíněného návrhového systému jsou uvedeny v Tab. 12 a
vypočítaný průběh amplitudové a frekvenční charakteristiky je patrný z Obr. 40.
Kompletní výsledky návrhu za pomoci systému „FilterPro“ jsou uvedeny v příloze E.
55
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Tab. 12 Výsledné hodnoty návrhu filtru
Součástka hodnota
tolerance
R1
10,82 kΩ
0%
C2
266,7 pF
0%
R3
5,41 kΩ
0%
R4
10,82 kΩ
0%
C5
100 pF
0%
Obr. 40 Navržená amplitudová a fázová charakteristika filtru
Pro ověření funkce takto navrženého filtru a zároveň také budiče v Diamantovém
zapojení (z angl. Diamond Buffer) [31] následujícího za zmíněným filtrem byla
provedena simulace. Byla provedena střídavá analýza zapojení uvedeného v příloze D
pomocí studentské verze simulačního programu „PSpice“. Jak již bylo zmíněno výše, je
napěťový zisk celého zapojení roven 0 dB, přičemž amplituda použitého střídavého
zdroje vstupního signálu je právě 1 V. Z Obr. 41 je tedy patrné, že simulace vykazuje
prakticky stejný průběh amplitudové frekvenční charakteristiky jako návrhový systém
„FilterPro“.
Návrh
daného
filtru
společně
s návazným
v Diamantovém zapojení lze tedy pokládat za vyhovující.
56
výstupním
budičem
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Obr. 41 Amplitudová frekvenční charakteristika filtru - simulace
8. Měření realizovaného vzorku
Na zhotoveném prototypu
zařízení
využívajícího
digitálně-analogového
převodníku typu PCM1792A byla provedena řada měření. Cílem zmíněných měření
bylo ověření funkčnosti všech částí prototypu a také určení jeho kvalitativních
parametrů. Samotné měření kvalitativních parametrů zhotoveného prototypu bylo
realizováno za pomoci měřicího systému Audio Precision SYS-2722. Diskutovaný
přístroj je audio analyzátorem umožňujícím měření jak analogových signálů
v akustickém frekvenčním rozsahu, tak i signálů digitálních s maximální vzorkovací
frekvencí až 192 kHz. Výhodou měření za pomoci precizního audio analyzátoru je
nejen nízká chyba měření, ale i minimální složitost měřicího řetězce.
Měřicí jednotka SYS-2722
Symetrický
analogový vstup
Výstup S/PDIF
D
Počítačové zpracování
Obr. 42 Blokový diagram měřicího řetězce
57
A
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Pro měření vzorku zařízení s digitálně-analogovým převodníkem byl použit
digitální výstup měřicího systému SYS-2722 ve formátu S/PDIF a symetrický
analogový
vstup
tohoto
analyzátoru.
Měřený
vzorek
s digitálně-analogovým
převodníkem byl zapojen přímo v měřicí cestě mezi digitálním výstupem a
symetrickým analogovým vstupem audio analyzátoru jak je patrné z Obr. 42.
Průběhy naměřené audio analyzátorem na měřeném vzorku jsou uvedeny
v příloze C. Z naměřené amplitudové frekvenční charakteristiky vyplývá, že na
frekvenci 20 kHz má zkoumaný vzorek útlum zhruba 0,2 dB, přičemž pokles o 3 dB
nastává na frekvenci zhruba 83 kHz.
Lze tedy pozorovat, že k poklesu amplitudy
dochází dříve než bylo vypočítáno pomocí návrhového systému „FilterPro“ a
simulováno pomocí programu „Pspice“. K neshodě s největší pravděpodobností došlo
vlivem tolerancí použitých součástek a to hlavně kondenzátoru označeného na Obr. 39
jako C1. Výsledná kapacita byla složena ze dvou paralelně zapojených kondenzátoru,
kdy první má kapacitu 100 pF a druhý 150 pF. Výsledná kapacita přitom měla být
266 pF. K docílení přesné hodnoty kapacity a tedy i ke zpřesnění průběhu amplitudové
frekvenční charakteristiky rekonstrukčního filtru by bylo nutné zapojit paralelně ještě
několik kondenzátorů. Po získání amplitudové frekvenční charakteristiky následovalo
měření rušivých napětí. Průběhy rušivých napětí uvedené v příloze C na obr. C.2 jsou
uvedeny v dBr. Jedná se tedy o úrovně rušivých napětí vztažené k referenční amplitudě.
Referenční úroveň napětí, vůči které je rušení vztaženo je podle normy 1,23 V RMS.
Tato hodnota napětí odpovídá hodnotě +4 dBu a s touto je dále počítáno jako
s hodnotou 0 dBr. Zmíněné měření bylo provedeno pro dvě vzorkovací frekvence při
několika vstupních podmínkách. V příloze na obrázku C.2 jsou vyobrazeny celkem tři
průběhy rušivých napětí v závislosti na frekvenci. Prvním průběhem je odstup rušivých
napětí pro použitou vzorkovací frekvenci 192 kHz a základní tón o frekvenci 1 kHz.
Následovalo měření odstupu rušivých napětí pro vzorkovací frekvenci 48 kHz
s potlačeným základním kmitočtem 1 kHz, aby byla aktivována a řádně ověřena
funkčnost asynchronního převodníku vzorkovací frekvence. Naměřené průběhy
rušivých napětí se v obou případech naprosto shodovaly, přičemž odstup úrovně
základního signálu od rušivých napětí nabýval již od nízkých kmitočtů uspokojivých
hodnot. Na frekvenci 1 kHz bylo dosaženo odstupu užitečného signálu od šumu 112 dB, na zpracovávané frekvenci 20 kHz dokonce výrobcem udávaných -127 dB. Na
obou naměřených průbězích si ale lze všimnout amplitud rušivých napětí o frekvencích
zhruba 50 kHz, 75 kHz a 90 kHz. Aby byl vyloučen vlastní původ těchto rušivých
58
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
napětí a tedy vyvrácena možnost, že jsou diskutované rušivé špičky způsobeny
měřeným funkčním vzorkem, bylo provedeno doplňující měření. Toto mělo za účel
změřit parametry samotného měřicího systému. Pro dané účely bylo proto odpojeno
napájecí napětí měřeného vzorku, který tak neměl na samotné měření žádný vliv. Bylo
dosaženo zajímavého výsledku, který je do charakteristik taktéž zanesen pod označením
„vypnuté napájení“. Bylo docíleno naprosto shodného průběhu jako v obou předchozích
případech při kterých byl funkční vzorek v provozu. Lze tedy prakticky s jistotou říci,
že zmíněné rušivé špičky na daných frekvencích opravdu nejsou způsobeny
nedokonalostí měřeného vzorku, ale jedná se o rušení indukované do měřicího řetězce
ze vzduchu. Pravděpodobným místem průniku rušení byl poměrně dlouhý propojovací
kabel sloužící k propojení analogové části měřeného vzorku zařízení a analogové měřicí
jednotky. Při použití jiného typu kabelu se šumové vlastnosti celého měřeného řetězce
ještě nepatrně zhoršily a tak lze předpokládat, že odstup rušivých napětí pro měřený
vzorek zhotoveného zařízení dosahuje ještě o něco lepších hodnot, než bylo naměřeno.
Velmi důležitým kvalitativním parametrem pro audio zařízení využívající ke své funkci
digitálně-analogového převodníku je činitel harmonického zkreslení. V daném případě
bylo zvoleno měření činitele harmonického zkreslení se zohledněním šumu
označovaného zkratkou THD+N (z angl. Total Harmonic Distortion with Noise).
Diskutovaný parametr byl měřen taktéž v závislosti na frekvenci zpracovávaného
signálu a pro několik vstupních podmínek. Při prvních měřeních nebyla nijak omezena
šířka pásma určená pro výpočet činitele harmonického zkreslení. Šířka pásma byla tedy
omezena na 0,5 MHz a do výsledného činitele harmonického zkreslení se tím pádem
promítlo i veškeré rušení, které se do měřicího řetězce dostávalo zvnějšku. Výsledný
činitel harmonického zkreslení THD+N pro dané podmínky byl při frekvenci
zpracovávaného signálu 1 kHz zhruba 0,009 %. Po provedení obdobného měření při
využití filtru, který potlačoval rušivá napětí pro frekvence zpracovávaného signálu vyšší
než 80 kHz (filtr typu dolní propust) bylo dosaženo výsledného činitele harmonického
zkreslení 0,0042 % pro frekvenci 1 kHz. Do zmíněného měření je ovšem potřeba
započítat i ne zcela potlačená rušivá napětí a šum, který se mohl při měření částečně
uplatnit. Často sledovaným kvalitativním parametrem je také intermodulační zkreslení
označované zkratkou IMD. V příloze na obr. C.4 je uveden výsledek měření
intermodulačního zkreslení, kde byly voleny podle normy dva základní kmitočty. První
z měřených tónů byl na frekvenci 60 Hz a druhý 70 kHz. Podařilo se dosáhnout hodnoty
intermodulačního zkreslení 0,009 %. Tento výsledek je plně vyhovující. Na posledním
59
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
obrázku v příloze C.5 je zobrazeno frekvenční spektrum signálu o frekvenci 1 kHz pro
vzorkovací frekvenci 192 kHz. Jako zajímavost lze uvést, že se do vstupního signálu
nedostává obvyklá rušivá složka napětí o kmitočtu 50 Hz nebo 100 Hz, odvozená od
síťového napájecího napětí. Tato složka by nejspíše byla do výstupního signálu
zahrnuta, pokud by bylo dosaženo menšího rušení. Lze totiž předpokládat, že je
v daném případě diskutovaná rušivá složka napětí pod úrovní šumu měřicího řetězce.
Celkově lze pokládat výsledky měření jako vyhovující a plně postačující k prověření
funkce měřeného vzorku zařízení využívajícího pro svou funkci digitálně-analogového
převodníku.
60
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
9. Závěr
Tato práce se zabývá problematikou moderních digitálně-analogových
převodníků, jejich funkčními principy a vlastnostmi. Mohlo by se zdát, že historie
digitálně-analogových převodníků určených pro audio aplikace je poměrně mladá,
avšak masová výroba těchto polovodičových součástek byla zahájena již v první
polovině 80. let minulého století poté, co v roce 1979 představily firmy Sony a Philips
nové hudební záznamové médium nesoucí název CD-Audio. Okolo roku 2000 se na
trhu objevily první vícebitové audio digitálně-analogové převodníky s architekturou
delta-sigma a s dynamickým rozsahem přes 100 dB tak jak je známe dnes. V posledních
zhruba 10 letech zaznamenal tento segment datových převodníků rapidní vývoj směrem
ke zvýšení věrnosti reprodukce a snížení výrobních nákladů. Jednotlivé výrobce těchto
elektronických komponent v současnosti z technického hlediska spojuje především
snaha o dosažení co největšího dynamického rozsahu za pomoci různých technik
potlačení a tvarování šumu, přičemž zmíněného cíle je u jednotlivých výrobců dosaženo
vždy mírně odlišným způsobem.
Cílem práce bylo vytvoření funkčního vzorku zařízení využívajícího digitálněanalogového převodníku. Základním prvkem navrženého řešení je digitální přijímač se
čtyřmi
vstupy
standardu
S/PDIF
kombinovaný
s asynchronním
převodníkem
vzorkovací frekvence. Jeden ze vstupů je využit pro přehrávání zvukového záznamu
z USB portu osobního počítače prostřednictvím obvodu pro převod USB datového toku
do formátu S/PDIF. Pro samotný převod takto digitálně zpracovaného signálu do
analogové formy je v realizovaném vzorku použit moderní převodník výrobce Texas
Instruments s širokými možnostmi funkčních nastavení. Použité zapojení s přesným
zdrojem hodinového kmitočtu umožňuje digitálně-analogovému převodníku pracovat se
stále stejnou vzorkovací frekvencí nezávisle na vzorkovací frekvenci zdroje signálu.
Analogová část zapojení obsahuje proudový budič, který slouží ke snížení výstupní
impedance. Ten je vhodně doplněn aktivním potlačením stejnosměrné složky na
analogovém výstupu funkčního vzorku. Zmíněné řešení poskytuje uživateli velmi široké
možnosti využití daného zařízení a jeho propojení s prakticky všemi moderními zdroji
zvuku. Současně neklade vysoké nároky na návazná zařízení připojená na jeho výstup.
K sestavení schematického diagramu zapojení funkčního vzorku bylo využito
katalogových listů výrobců jednotlivých součástek a znalostí získaných studiem dané
problematiky. Realizovaný vzorek je sestaven na čtyřvrstvém plošném spoji jako první
61
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
a jediný prototyp. Plošný spoj je navržen takovým způsobem, aby proud napájecími
vodiči tekl po celou dobu funkce stejným směrem. Vnitřní vrstvy plošného spoje jsou
využity pro napájení a stínění, vnitřní stínící plocha s nulovým potenciálem přesahuje
plochu napájecí. Takové řešení je výhodné zejména pro svou vyšší odolnost k vnějším
rušivým vlivům a pro snížení vlastního vyzařování plošného spoje do okolí. Uvedené
provedení plošného spoje je vhodné zejména v digitální technice a při práci se
smíšenými signály.
Budoucí vývoj modulu by mohl být zaměřen především na úpravu analogové
části zapojení, kde lze velmi vhodně použít symetrických typů operačních zesilovačů.
Ovládací část zařízení by mohla být doplněna o možnost ovládání pomocí dálkového
ovladače či USB rozhraní osobního počítače a dále o zobrazovací jednotku.
Tab. 13 Parametry realizovaného vzorku
Parametry realizovaného vzorku
Rozlišení
Vzorkovací frekvence
Interní vzorkovací frekvence
Digitální vstupy S/PDIF
USB audio vstupy
Analogové výstupy
Nesymetrická výst. Úroveň
Symetrická výst. Úroveň
Frekvenční rozsah
Dynamický rozsah
THD+N (1 kHz)
IMD
24 bitů
32 – 192 kHz
192 kHz
3
1
2
2V
4V
10 Hz ÷ 20 kHz (±0,2 dB)
> 110 dB
< 0,0045 %
< 0,009 %
Díky dobrým kvalitativním parametrům (viz Tab. 13) kompaktnosti a ucelenosti
výsledného řešení lze najít uplatnění realizovaného modulu například v nahrávacích
studiích či jako referenční zdroj zvukového signálu pro výrobu a testování audio
příslušenství. Zařízení obdobných parametrů se na trhu v segmentu domácí spotřební
elektroniky řadí do třídy „TOP HIFI“.
62
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
10.
[1]
Jiří Toušek 2011
Použítá literatura
LØKKEN, Ivar. High-Resolution Audio DACs : A Review of the Digital Audio
Conversion Process [online]. Trondheim : Norwegian University of Science and
Technology, 2005-08-17 [cit. 2011-01-12]. Dostupné z WWW:
<www.iet.ntnu.no/courses/fe8114/files/Report_audiodac.pdf>.
[2]
VALOUŠEK, Pavel. JEDNODUCHÁ KONVERZE AUDIO FORMÁTŮ : DSD
NA PCM [online]. Praha : ČVUT, Fakulta elektrotechnická, 2005-05-09 [cit.
2011-02-01]. Dostupné z WWW:
<radio.feld.cvut.cz/AES/atp2005/proc/atp05p18.pdf>.
[3]
Pacoup.com [online]. 2008-12-31 [cit. 2011-02-03]. Playing the best sound on
PS3. Dostupné z WWW: <http://pacoup.com/media/480px-PCM-vs-DSD.png>.
[4]
I2S bus specification [online]. [s.l.] : Philips Semiconductors, 1986, 1996-05-07
[cit. 2011-02-08]. Dostupné z WWW:
<http://www.nxp.com/acrobat_download2/various/I2SBUS.pdf>.
[5]
EPanorama.net [online]. 2009 [cit. 2010-12-18]. SPDIF. Dostupné z WWW:
<http://www.epanorama.net/documents/audio/spdif.html>.
[6]
SANCHEZ, Clif; TAYLOR, Roger. Overwiev of audio digital interface data
structures [online]. Austin, Texas : Cirrus Logic, 1998 [cit. 2010-12-18].
Dostupné z WWW: <http://www.jitter.de/pdfextern/crystal%20an22.pdf>.
[7]
DAVÍDEK, Vratislav; LAIPERT, Miloš; VLČEK, Miroslav. Analogové a
číslicové filtry. 2. vyd. Praha : ČVUT, 2006. 345 s. ISBN 80-01-03026-1.
[8]
DUNN, Julian. Jitter.de [online]. c1998 [cit. 2011-03-04]. Jitter : Specifiation
and Assessment in digital audio equipment. Dostupné z WWW:
<http://www.jitter.de/pdfextern/jitter92.pdf>.
[9]
ADLER, Joe. Jitter.de [online]. c1998 [cit. 2011-03-04]. Jitter in clock sources.
Dostupné z WWW: <http://www.jitter.de/pdfextern/vecjitter.pdf>.
[10]
STRAŇÁK, P.; JEJKAL, R. Přehrávače CD. Amatérské rádio. 1992, A/5, s.
229-231.
[11]
SCHNITER, Phil. Connexions [online]. 2009-05-31 [cit. 2010-12-29]. ZeroOrder Hold. Dostupné z WWW: <http://cnx.org/content/m10402/latest/>.
63
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
[12]
Jiří Toušek 2011
FIKUS, Lukasz. Lampizator.eu [online]. 2011-04 [cit. 2011-04-22]. LITE DACAH. Dostupné z WWW:
<http://www.lampizator.eu/lampizator/REFERENCES/AH%20DAC/AHDAC.ht
ml>.
[13]
ŠTÁL, Petr. Výkonové audio zesilovače pracující ve třídě D : základní principy
a konstrukce. 1. vid. Praha : BEN - technická literatura, 2008. 198 s. ISBN 97880-7300-230-5.
[14]
HAWKSFORD, Malcolm. A Digital Discourse [online]. [s.l.] : University of
Essex, 1990 [cit. 2011-02-16]. Dostupné z WWW:
<http://www.essex.ac.uk/csee/research/audio_lab/malcolmspubdocs/G16G19%20Digital%20Discourse%20%28updated%29.pdf>.
[15]
Beis.de [online]. 2007-08 [cit. 2010-11-19]. An Introduction to Delta Sigma
Converters. Dostupné z WWW:
<http://www.beis.de/Elektronik/DeltaSigma/DeltaSigma.html>.
[16]
BRUCE, Jerry Wayne. DYNAMIC ELEMENT MATCHING TECHNIQUES FOR
DATA CONVERTERS. Las Vegas, 2000. 249 s. Dizertační práce. University of
Nevada. Dostupné z WWW:
<http://www.ece.msstate.edu/~jwbruce/pubs/JWBDiss.pdf>.
[17]
Instituto Balseiro [online]. 2004-09-30 [cit. 2011-03-11]. DIGITAL TO
ANALOG CONVERTERS. Dostupné z WWW:
<http://www.ib.cnea.gov.ar/~servos/Convert/Digital%20to%20Analog%20Conv
ersion.htm>.
[18]
KARAKIEWICZ, Raf. DYNAMIC ELEMENT MATCHING
[online]. Toronto : University of Toronto, 2003-12-05 [cit. 2011-04-24].
Dostupné z WWW:
<[http://www.eecg.toronto.edu/~kphang/papers/2003/karakiewicz_DEM.ppt]>.
[19]
Analog Devices [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW:
<http://www.analog.com>.
[20]
Burr-Brown [online]. c2009 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW:
<http://www.burr-brown.com/>.
[21]
Texas Instruments [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW:
<http://www.ti.com>.
[22]
Cirrus Logic [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW:
<http://www.cirrus.com>.
64
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
[23]
Jiří Toušek 2011
Farnell [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW:
<http://cz.farnell.com/>.
[24]
Wolfson Microelectronics plc [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z
WWW: <http://www.wolfsonmicro.com/>.
[25]
Site of Asahi Kasei [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW:
<http://www.asahi-kasei.co.jp>.
[26]
ESS Technology [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW:
<http://www.esstech.com/>.
[27]
Ismosys [online]. c2011 [cit. 2011-04-09]. Dostupné z WWW:
<http://www.ismosys.com/>.]
[28]
Pandatron [online]. 2005-05-21 [cit. 2011-04-12]. Jednočipový USB izolátor.
Dostupné z WWW: <http://pandatron.cz/?787&jednocipovy_usb_izolator>.
[29]
DOLEČEK, J. Moderní učebnice elektroniky - 6. díl : Kmitočtové filtry,
generátory signálů a převodníky dat. 1. vyd. Praha : BEN - technická literatura,
2009. 271 s. ISBN 978-80-7300-230-5.
[30]
GREEN, Steven. Design notes for a 2-pole filter with differencial input [online].
Austin, Texas : Cirrus Logic, 2003 [cit. 2011-04-18]. Dostupné z WWW:
<http://www.cirrus.com/en/pubs/appNote/AN048Rev2.pdf>.
[31]
Měření Diamond bufferu [online]. Praha : Czech Audio, 2009-05-01 [cit. 201103-14]. Dostupné z WWW:
<http://www.czechaudio.com/pdf/Diamond%20Buffer_mereni_strucne.pdf>.
65
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
11.
Seznam příloh
Příloha A – Elektrické zapojení funkčního modulu
Příloha B – Návrh DPS funkčního modulu a rozpis součástek
Příloha C – Naměřené audio parametry
Příloha D – Simulace analogové části funkčníhovzorku
Příloha E – Výstup návrhového prostředí FilterPro
Příloha F – Výpis programu v jazyce C pro ovládání modulu
Příloha G – Fotografie funkčního vzorku modulu
Příloha H – CD, které obsahuje:
-
elektronickou verzi DP ve formátu PDF
-
elektronickou podobu zadání
-
soubory vytvořené v programu Eagle
-
soubory vytvořené v programu PSpice
-
použité ilustrace
-
Program pro ovládání funkčního vzorku
66
Jiří Toušek 2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
12. Přílohy
Příloha A
Elektrické zapojení funkčního modulu
Obr. A.1: Elektrické zapojení obvodu pro převod USB signálu
67
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Obr. A.2: Elektrické zapojení digitální části vzorku
68
Jiří Toušek 2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Obr. A.3: Elektrické zapojení jednoho kanálu analogové části vzorku
69
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Příloha B
Návrh DPS funkčního modulu a rozpis součástek
Obr. B.1: DPS strana součástek
70
Jiří Toušek 2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Obr. B.2: DPS první vnitřní vrstva
71
Jiří Toušek 2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Obr. B.3: DPS druhá vnitřní vrstva (napájecí)
72
Jiří Toušek 2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Obr. B.4: DPS strana spojů
73
Jiří Toušek 2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Obr. B.5: DPS nepájivá maska ze strany součástek
74
Jiří Toušek 2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Obr. B.6: DPS nepájivá maska ze strany spojů
75
Jiří Toušek 2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Obr. B.7: Rozložení součástek na DPS
76
Jiří Toušek 2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Tab. B.1: Seznam součástek
Díl
Hodnota
Pouzdro
C1
C2
C3
C4
C5
C6
C7
C8
C9
C10
C11
C12
C13
C14
C15
C16
C17
C18
C19
C20
C21
C22
C23
C24
C25
C26
C27
C28
C29
C30
C31
C32
C33
C34
C35
C36
C37
C38
100n
47n
47n
100n
100n
10M
100n
100n
100n
27p
27p
100n
100n
100n
100n
100n
100n
100n
10M
100n
10M
100n
10M
100n
10M
100n
100n
100n
100n
100n
100n
100n
100n
100n
100n
2n2
2n2
100n
SMD0603
SMD1206
SMD1206
SMD1206
SMD0603
B/3528
SMD0603
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0603
B/3528
SMD0603
B/3528
SMD0603
B/3528
SMD0603
B/3528
SMD1206
SMD1206
SMD1206
SMD1206
SMD1206
SMD1206
SMD1206
SMD1206
SMD1206
SMD0603
RM5/4,5-7,2
RM5/4,5-7,2
SMD0805
C39
C40
C41
C42
C43
C44
C45
C46
C47
C48
C49
C50
C51
C52
C53
C54
C55
C56
C57
C58
C59
C60
C61
C62
C63
C64
C65
C66
C67
C68
C69
C70
C71
C72
C73
C74
C75
C76
C77
C78
77
10M
100n
10M
47M/16
47M/16
10M
100n
100p
150p
100p
150p
100p
100p
100n
100n
100n
100n
100n
100n
100n
100n
470M
470M
470M
470M
100n
100n
100n
10M
100p
100p
100n
100n
10n
10M
100p
100n
470M
10n
10M
B/3528
SMD0805
B/3528
RM2,5-5
RM2,5-5
B/3528
SMD0805
RM5/4,5-7,2
RM5/4,5-7,2
RM5/4,5-7,2
RM5/4,5-7,2
RM5/4,5-7,2
RM5/4,5-7,2
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
RM2,5-6,3
RM2,5-6,3
RM2,5-6,3
RM2,5-6,3
SMD0805
SMD0805
SMD0603
B/3528
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
B/3528
SMD0805
SMD0805
RM3,5-8
SMD0805
B/3528
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
C79
C80
C81
C82
C83
C84
C85
C86
C87
C88
C89
C90
C91
C92
C93
C94
C95
C96
C97
C98
C99
C100
C101
C102
C103
C104
C105
C106
C107
C108
C109
C110
C111
C112
C113
C114
C115
C116
C117
C118
C119
C120
C121
C122
10M
100n
100n
10n
10M
10M
100n
100M/16
100n
100p
10n
10M
470M
100n
470M
100n
100n
100n
10M
10M
470M
100n
100n
100n
100n
100n
100n
100n
100n
100p
150p
100p
150p
100p
100n
100n
100n
100n
100p
2n2
2n2
100n
100n
100n
A/3216-18W
SMD0805
SMD0805
SMD0805
B/3528
A/3216-18W
SMD0805
D/7343-31W
SMD0805
SMD0805
SMD0805
B/3528
RM3,5-8
SMD0805
RM3,5-8
SMD0805
SMD0805
SMD0805
B/3528
B/3528
RM3,5-8
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
RM5/4,5-7,2
RM5/4,5-7,2
RM5/4,5-7,2
RM5/4,5-7,2
RM5/4,5-7,2
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
RM5/4,5-7,2
RM5/4,5-7,2
RM5/4,5-7,2
SMD0805
SMD0805
SMD0805
C123
C124
C125
C126
C127
C128
C129
C130
C131
C132
C133
C134
C135
C136
C137
C138
C139
C140
C141
C142
CON1
CON2
CON3
CON4
DL1
DL2
DL3
DL4
DL5
DL6
DL7
DL8
DL9
DL10
DL11
IC1
IC2
IC3
IC4
IC5
IC6
IC7
IC8
IC9
78
Jiří Toušek 2011
100n
470M
470M
470M
470M
1000M
1000M
1000M
1000M
1000M
1000M
1000M
1000M
1000M
1000M
100n
100n
100n
100n
100n
AK500/2
AK500/2
AK500/3
PSH02-04P
Červená LED
Červená LED
Červená LED
Červená LED
Červená LED
Červená LED
Červená LED
Červená LED
Zelená LED
Modrá LED
Modrá LED
24C04CSN
OPA2132U
OPA2132U
OPA177S
OPA177S
OPA177S
OPA177S
OPA2132U
OPA2132U
SMD0805
RM2,5-6,3
RM2,5-6,3
RM2,5-6,3
RM2,5-6,3
RM5-10
RM5-10
RM5-10
RM5-10
RM5-10
RM5-10
RM5-10
RM5-10
RM5-10
RM5-10
RM5
RM5
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SMD0805
SO-08
SO-08
SO-08
SO-08
SO-08
SO-08
SO-08
SO-08
SO-08
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
IC11
JP1
JP2
L1
L2
L3
L4
L5
L6
R1
R2
R3
R4
R5
R6
R7
R8
R9
R10
R11
R12
R13
R14
R15
R16
R17
R18
R19
R20
R22
R23
R24
R25
R26
R27
R28
R29
R30
R31
R32
R33
R34
R35
R36
74AC126D
S2G3_JUMP
S2G2_JUMP
100u
100u
100u
100u
100u
100u
27
27
1M
3R3
3R3
3R3
3R3
1k5
5k6
5k6
47k
5k6
27
27
27
5k6
5k6
75
75
110
110
600
110
27
27
27
27
600
27
10k
27
1k2
1k2
6k
6k
SO-14
JUMPER
JUMPER
PM1210
PM1210
PM1210
PM1210
PM1210
PM1210
R0603
R0603
R0603
R0603
R0603
R0603
R0603
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0603
R1206
R1206
R1206
R1206
R1206
R1206
R1206
R0805
R0805
R0805
R1206
R1206
R1206
R1206
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R37
R38
R39
R40
R41
R42
R43
R44
R45
R46
R47
R48
R49
R50
R51
R52
R53
R54
R55
R56
R57
R58
R59
R60
R61
R62
R63
R64
R65
R66
R67
R68
R69
R70
R71
R72
R73
R74
R75
R76
R77
R78
R79
R80
79
Jiří Toušek 2011
3k
3k
6k
6k
100
100
4k7
220
220
10
10
3R3
3R3
220
220
220
220
220
220
10
1k
5k6
2k2
10
3R3
3R3
220
220
220
220
1M
1M
100K
4k7
4k7
220
220
10
10
2r7
2r7
220
220
220
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R1206
R0805
R0805
R0805
R0805
0204/5
0204/5
0204/5
0204/5
0204/5
0204/5
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
0204/5
0204/5
0204/5
0204/5
0204/5
0204/5
R0805
R0805
R0805
R1206
R1206
R0805
R0805
R0805
R0805
0204/5
0204/5
0204/5
0204/5
0204/5
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
R81
R82
R83
R84
R85
R86
R87
R88
R89
R90
R91
R92
R93
R94
R95
R96
R97
R98
R99
R100
R101
R102
R103
R104
R105
R106
R107
R108
R109
R110
R111
R144
R145
R146
R147
R148
T1
T2
T3
T4
T5
T6
T7
T8
220
1M
1M
100K
1k2
220
220
10
10
3R3
3R3
220
220
220
220
1M
1M
100K
1M
1M
100K
1k2
6k
6k
3k
3k
6k
6k
100
100
4k7
200k
1K2
1k2
27
27
BC807
BC817
BD140
BD139
BD139
BD140
BC807
BC817
0204/5
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
0204/5
0204/5
0204/5
0204/5
0204/5
0204/5
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
R1206
R0805
R0805
R0805
R0805
R0805
SOT-23
SOT-23
TO-126S
TO-126S
TO-126S
TO-126S
SOT-23
SOT-23
T9
T10
T11
T12
T13
T14
T15
T16
T17
T18
T19
T20
T21
T22
T23
T24
T25
TR1
TR2
TR3
U1
U2
U3
U4
U5
U6
U7
U8
U10
X1
X2
X3
X4
X6
X7
X8
X9
XO1
XO2
80
Jiří Toušek 2011
BD140
BD139
BD139
BD140
BC807
BC817
BD140
BD139
BD139
BD140
BC807
BC817
BD140
BD139
BD139
BD140
BCV47
1:1
1:1
1:1
ADUM4160
TE7022
SRC4392
PCM1792A
LT1763
LT1763
LT1763
LT1763
PCA9306
PN61729-S
CINCH
CINCH
MC3FAH1
MC3FAH1
CINCH
MC3FAH1
CINCH
12 MHz
24,576 MHz
TO-126S
TO-126S
TO-126S
TO-126S
SOT-23
SOT-23
TO-126S
TO-126S
TO-126S
TO-126S
SOT-23
SOT-23
TO-126S
TO-126S
TO-126S
TO-126S
SOT23-BEC
WB1010
WB1010
WB1010
RW-16
LQFP48
TQFP48
SSOP28DB
SO-08
SO.08
SO-08
SO-08
SM8
PN61729-S
TOBU3
TOBU3
TOBU3
TOBU3
DIL-08S
DIL-08S
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Příloha C
Naměřené audio parametry
Audio Precision
04/26/11 10:11:19
dx=62.9192 kHz
dy=-2.797 dB
T
+0
-0.205
-3.002
-5
-10
-15
d
B
r
A
-20
-25
-30
-35
-40
-45
20
50
100
200
500
1k
2k
5k
10k
19.9938k
20k
50k
82.913k
100k
Hz
Sweep
Trace
Color
Line Style
Thick
Data
Axis
Comment
Cursor1
Cursor2
4
1
Red
Solid
8
Anlr.Level A Left
192kHz Fs
*-0.205 dBr
*-3.002 dBr
charka_sweep.at27
Obr. C.1: Amplitudová frekvenční charakteristika vzorku
Audio Precision
04/26/11 11:42:23
+0
-20
-40
-60
d
B
r
-80
-100
A
-120
-140
-160
-180
20
50
100
200
500
1k
2k
5k
10k
20k
50k
Hz
Sweep
Trace
Color
Line Style
Thick
Data
Axis
Comment
6
8
10
1
1
1
Blue
Red
Green
Solid
Dash
Solid
1
15
8
Fft.Ch.1 Ampl
Fft.Ch.1 Ampl
Fft.Ch.1 Ampl
Left
Left
Left
192kHz, 1kHz
vypnuté napájení - i zdroj
48kHz, generátor [email protected]
odstup2.at27
Obr. C.2: Závislost dynamického rozsahu vzorku na frekvenci
81
100k
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Audio Precision
04/26/11 10:40:11
0.01
0.009
0.008
0.007
0.006
%
0.005
0.004
0.003
0.002
0.001
-0
20
50
100
200
500
1k
2k
5k
10k
20k
Hz
Sweep
Trace
Color
Line Style
Thick
Data
Axis
Comment
4
5
1
1
Blue
Red
Solid
Solid
4
10
Anlr.THD+N Ratio
Anlr.THD+N Ratio
Left
Left
192k, 22Hz-80kHz
48k, 22Hz-80kHz
THDN.at27
Obr. C.3: Závislost THD+N na frekvenci
Audio Precision
04/26/11 12:01:05
+0
-10
-20
-30
-40
-50
d
B
r
-60
-70
A
-80
-90
-100
-110
-120
-130
10k
20k
30k
40k
50k
60k
70k
80k
90k
100k
Hz
Sweep
Trace
Color
Line Style
Thick
Data
Axis
Comment
2
1
Blue
Solid
4
Fft.Ch.1 Ampl
Left
192kHz
IMD.at27
Obr. C.4: IMD pro f1=60 Hz a f2=7 kHz
82
110k
120k
130k
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Audio Precision
04/28/11 21:20:16
dx=1.94764 kHz
+0
dy=+9.747 dB
-20
-40
-60
d
-80
B
r -92.657
-100
-102.404
A
-120
-140
-160
-180
51.7334
50
20
100
200
500
1.99937k
2k
1k
5k
10k
20k
50k
Hz
Sweep
Trace
Color
Line Style
Thick
Data
Axis
2
1
Red
Solid
2
Fft.Ch.1 Ampl
Left
Comment
Cursor1
Cursor2
*-102.404 dBr
*-92.657 dBr
odstup.at27
Obr. C.5: Výstupní frekvenční spektrum vzorku (1 kHz)
83
100k
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Příloha D
Simulace zesilovače analogové části funkčního vzorku
Obr. D.1: Zjednodušené elektrické zapojení analogové části modulu
84
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Obr. D.2: Hodnoty proudů v důležitých bodech zapojení analogové části vzorku
85
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Příloha E
Výstup návrhového prostředí FilterPro
Obr. E.1: Výstup návrhu filtru – schematický diagram
86
Jiří Toušek 2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Obr. E.2: Výstup návrhu filtru – fázová a frekvenční charakteristika
87
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Obr. E.2: Výstup návrhu filtru – seznam komponent
88
Jiří Toušek 2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Příloha F
Výpis programu v jazyce C pro ovládání modulu pomocí TWI procesoru ATMEGA16
#include <avr/io.h>
#include <string.h>
#include <util/delay.h>
#include <avr/interrupt.h>
#include "twi_lib.h"
#define PCM1792W 0b10011000 //adresa PCM+write
#define SRC4392W 0b11100010 //adresa SRC+write
int main(void)
{
i2c_init();
i2c_start_wait(SRC4392W); //start komunikace adresou
i2c_write(0x01);
//zapis adresy s INC=0
i2c_write(0x33);
//nastaveni SRC
i2c_stop();
i2c_start_wait(SRC4392W); //start komunikace adresou
i2c_write(0x03);
//zapis adresy s INC=0 = 00000011
i2c_write(0x39);
//nastaveni portu A
i2c_stop();
i2c_start_wait(SRC4392W); //start komunikace adresou
i2c_write(0x0D);
//zapis adresy s INC=0
i2c_write(0x08);
//nastaveni receiveru
i2c_stop();
i2c_start_wait(SRC4392W); //start komunikace adresou
i2c_write(0x0F);
//zapis adresy s INC=0
i2c_write(0x22);
//nastaveni receiver PLL
i2c_stop();
i2c_start_wait(SRC4392W); //start komunikace adresou
i2c_write(0x10);
//zapis adresy s INC=0
i2c_write(0x00);
//nastaveni receiver PLL
i2c_stop();
i2c_start_wait(SRC4392W); //start komunikace adresou
i2c_write(0x11);
//zapis adresy s INC=0
i2c_write(0x00);
//nastaveni receiver PLL
i2c_stop();
i2c_start_wait(SRC4392W); //start komunikace adresou
i2c_write(0x2D);
//zapis adresy s INC=0
i2c_write(0x02);
//nastaveni SRC
i2c_stop();
89
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
i2c_start_wait(PCM1792W); //start komunikace adresou
i2c_write(0x20);
//zapis adresy s INC=0
i2c_write(0x14);
//nastaveni PCM
i2c_write(0x01);
//nastaveni oversamplingu
i2c_stop();
i2c_stop();
while(1);
}
90
Jiří Toušek 2011
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Příloha G
Fotografie funkčního vzorku modulu využívajícího digitálně-analogový převodník
91
Moderní digitálně-analogové převodníky pro audio aplikace
Jiří Toušek 2011
Evidenční list
Souhlasím s tím, aby moje diplomová práce byla půjčována k prezenčnímu studiu v
Univerzitní knihovně ZČU v Plzni.
Datum:
Podpis:
Uživatel stvrzuje svým čitelným podpisem, že tuto diplomovou práci použil ke
studijním účelům a prohlašuje, že ji uvede mezi použitými prameny.
Jméno
Fakulta/katedra
Datum
92
Podpis
Download

DIPLOMOVÁ PRÁCE Moderní digitálně