ŢILINSKÁ UNIVERZITA V ŢILINE
ELEKTROTECHNICKÁ FAKULTA
KATEDRA MECHATRONIKY A ELEKTRONIKY
Návrh zdroja s výstupným výkonom 150W pre LED
“Street-light“ aplikáciu
DIPLOMOVÁ PRÁCA
Študijný program:
Elektrotechnika
Študijný odbor:
5.2.9 Elektrotechnika
Školiace pracovisko: Ţilinská univerzita v Ţiline
Elektrotechnická Fakulta
Katedra mechatroniky a elektroniky
Konzultant:
Ing. Michal Frívaldský, PhD
2010
Bc. Gabriel Kovaľ
Namiesto tejto strany vloţiť zadanie záverečnej
práce!
Abstrakt
Táto diplomová práca obsahuje prehľaď najčastejšie pouţívaných topológií
meničov s výstupným výkonom do 200W. Hlavnou úlohou diplomovej práce je
realizovať návrh napájacieho zdroja pre LED “street-light“ aplikácie. Návrh zapojenia
orientovať na mäkko spínané topológie tzv. rezonančné. Následné overiť správnosť
zvoleného návrhu simulačnou analýzou.
I
ŢILINSKÁ UNIVERZITA V ŢILINE, ELEKTROTECHNICKÁ FAKULTA
KATEDRA MECHATRONIKY A ELEKTRONIKY
ANOTAČNÝ ZÁZNAM – DIPLOMOVÁ PRÁCA
Meno a priezvisko: Bc. Gabriel Kovaľ
Akademický rok: 2009/2010
Názov práce: Návrh zdroja s výstupným výkonom 150W pre LED “street-light“
.
aplikáciu
Počet strán: 50
Počet obrázkov: 46
Počet tabuliek: 1
Počet grafov: 1
Počet príloh: 1
Počet použ. lit.: 14
Anotácia v slovenskom jazyku:
Diplomová práca sa zaoberá návrhom napájacieho zdroja pre „Street-light“ aplikáciu
s výstupným výkonom 150W. Návrh je orientovaný na mäkko spínané topológie
tzv. rezonančných meničov.
Anotácia v anglickom jazyku:
This Master thesis deals with design of power supply for „Street-light“ application
with output power 150W. Design is orientated for soft-switching topologies socalled „resonant converters“.
Kľúčové slová:
rezonančný obvod, návrh, LLC rezonančný menič, spínanie v nule prúdu, spínanie
v nule napätia, mäkké spínanie, spínacia frekvencia
Keywords:
resonant circuit, design, LLC resonant converter, zero current switching, zero
voltage switching, soft switching, switching frequency
Vedúci diplomovej práce: Ing. Michal Frívaldský, PhD
Konzultant: Ing. Michal Frívaldský, PhD
Recenzent: __________________________
Dátum odovzdania práce: 7. mája 2010
II
Obsah
1
ÚVOD ............................................................................................................ 1
2
VÝVOJOVÉ TRENDY PRE LED TECHNOLÓGIE.............................. 2
2.1
2.1.1
2.1.2
3
LED technológie ............................................................................................ 2
Vyuţitie LED ................................................................................................. 3
Napájacie zdroje pre LED .............................................................................. 4
ANALÝZA SÚČASNÉHO STAVU V OBLASTI
VPM
V ZDROJOVÝCH APLIKÁCIÁCH ......................................................................... 6
3.1
3.1.1
3.1.2
3.2
3.2.1
3.2.2
3.2.3
3.2.4
3.2.5
3.3
3.3.1
3.3.2
3.3.3
3.3.4
3.3.5
3.3.6
4
4.1
5
5.1
5.2
5.2.1
5.2.2
5.2.3
6
6.1
7
Komutačné techniky ...................................................................................... 6
SPÍNANIE V NULE PRÚDU ....................................................................... 7
SPÍNANIE V NULE NAPÄTIA ................................................................... 8
Prehľad meničov do 200 W ........................................................................... 9
Flyback ........................................................................................................... 9
Half-bridge ................................................................................................... 11
Boost ............................................................................................................ 14
Half-forward ................................................................................................ 15
Protitaktný menič ......................................................................................... 16
Rezonančné meniče...................................................................................... 17
Sériový rezonančný menič ........................................................................... 18
Paralelný rezonančný menič ........................................................................ 20
Sériovo-Paralelný rezonančný ..................................................................... 21
LLC REZONANČNÝ MENIČ .................................................................... 21
Opis činnosti LLC rezonančného meniča ................................................... 24
Určenie pracovných stavov LLC meniča závislých od fs ............................ 26
NÁVRH HLAVNÉHO OBVODU VYBRANÉHO ZAPOJENIA ......... 29
Návrh obvodu LLC meniča ........................................................................ 29
SIMULAČNÁ ANALÝZA VYBRANÉHO OBVODU........................... 36
Tvorba simulačného modelu PFC časti ....................................................... 36
Tvorba simulačného modelu LLC meniča ................................................... 38
Popis hlavného obvodu meniča ................................................................... 38
Popis riadiaceho obvodu meniča ................................................................. 39
Simulačné výsledky. .................................................................................... 41
NÁVRH FYZIKÁLNEHO MODELU ..................................................... 43
VÝSLEDKY MERANIA NA FYZ. MODELY .......................................... 45
Záver ............................................................................................................. 1
III
Zoznam obrázkov a tabuliek
Obr. 2.1: LED dióda. ...................................................................................................... 2
Obr. 3.1: Porovnanie jednotlivých druhov spínania. ..................................................... 7
Obr. 3.2: Rezonančný spínač v nule prúdu ZCS. ........................................................... 8
Obr. 3.3: Rezonančný spínač pre ZVS. .......................................................................... 9
Obr. 3.4: Schéma zapojenia flyback. ............................................................................. 9
Obr. 3.5: Priebehy meniča flyback............................................................................... 10
Obr. 3.6: Schéma half-bridge (polomostového meniča) .............................................. 11
Obr. 3.7: Priebehy veličín half-bridge (polomostového) meniča................................. 12
Obr. 3.8: BH charakteristika ........................................................................................ 13
Obr. 3.9: Zapojenie boost meniča ................................................................................ 14
Obr. 3.10: Náhradný obvod meniča v intervalu Ta v intervalu Tb .............................. 14
Obr. 3.11: Priebeh napätí na spínači a prúdu indukčnosti boost meniča ..................... 15
Obr. 3.12: Schematické zapojenie half-forward meniča .............................................. 15
Obr. 3.13: Priebehy half-forward meniča .................................................................... 16
Obr. 3.14: Schéma zapojenia protitaktného meniča. ................................................... 16
Obr. 3.15: Priebehy protitaktného meniča ................................................................... 17
Obr. 3.16: Sýtenie jadra transformátora protitaktného meniča pri konštantnom (a) a
skokovo premenlivej záťaţi .................................................................................. 17
Obr. 3.17: Schéma sériového rez. meniča. ................................................................... 18
Obr. 3.18: Zosilňovacia charakteristika sériového LC meniča .................................... 19
Obr. 3.19: Schéma paralelného rezonančného meniča ................................................ 20
Obr. 3.20: Zosilňovacia chararakteristika paralelného LC meniča .............................. 20
Obr. 3.21: Schéma LLC rez. Meniča ........................................................................... 21
Obr. 3.22: 9 Zosilňovacie charakteristiky LLC meniča ............................................... 23
Obr. 3.23: Priebehy veličín LLC meniča .................................................................... 24
Obr. 3.24:Schéma činnosti meniča v prvom intervale jeho činnosti. .......................... 25
Obr. 3.25: Schéma činnosti meniča v druhom intervale činnosti ................................ 25
Obr. 3.26: Schéma činnosti meniča v treťom intervale jeho činnosti .......................... 26
Obr. 3.27: Priebehy veličín LLC meniča pre fs niţšiu(a) a vyššiu (b) od f0 ................ 27
Obr. 5.1: Simulačná schéma PFC časti a) hlavný obvod b)riadiaci obvod. ................. 36
Obr. 5.2: Simulačné priebehy prúdu pri štarte PFC časti pri Uin=~230V,U0=400V .. 37
Obr. 5.3: Simulačné priebehy napätí pri štarte PFC časti pri Uin=~230V,U0=400V . 37
IV
Obr. 5.4: Priebehy prúdov v ustálenom stave PFC pri Uin=~230V,U0=400V ........... 38
Obr. 5.5: Priebehy napätí v ustálenom stave PFC pri Uin=~230V,U0=400V ............ 38
Obr. 5.6: Simulačná schéma hlavnej LLC Časti .......................................................... 38
Obr. 5.7: Simulačná schéma riadiaceho obvodu meniča ............................................. 39
Obr. 5.8: Pomery počas regulácie napätia.................................................................... 40
Obr. 5.9: Pomery počas regulácie prúdu ...................................................................... 41
Obr. 5.10: Priebeh LLC meniča pri štarte Uin=400V. ................................................. 41
Obr. 5.11: Priebeh LLC meniča v ustálenom stave Uin=400V. .................................. 42
Obr. 5.12: Priebeh LLC meniča v ustálenom stave Uin=400V ................................... 42
Obr. 6.1: Návrh DSP zo strany spojov. ....................................................................... 44
Obr. 6.2: Návrh DSP zo strany súčiastok. .................................................................. 44
Obr. 6.3: Zrealizovaná fyzikálna vzorka meniča ......................................................... 45
Obr. 6.4: Priebehy napájacieho napätia a prúdu pri 10% zaťaţení zdroja ................... 47
Obr. 6.5:Priebehy napájacieho napätia a prúdu pri 100% zaťaţení zdroja .................. 47
Obr. 6.6: Zvlnenie výstupného napätia pri 100% zaťaţení zdroja (150W) ................. 48
Tab. 6.1 Namerané hodnoty ......................................................................................... 46
Graf. 6.1 Závislosť účinnosti od výstupného výkonu .................................................. 46
V
Zoznam skratiek
Skratka
Anglický význam
DSP
-
EMI
Electromagnetic interference
Slovenský význam
Doska plošného spoja
Elektromagnetické rušenie
EMI
ESR
-
Ekvivalentný sériový odpor
Infračervené
IR
LCD
Liquide Crystal Display
LED
Liquide Emited Diode
Displej s tekutými kryštálmi
Unipolárny typ tranzistora
MOSFET
PFC
Power Factor Corector
PRM
-
PWM
Pulse Width Modulation
SOA
Semiconductor Optical Amplifier
Korekcia účinníka
Paralelný rezonančný menič
Pulzná šírková modulácia
Polovodičový optický zosilňovač
SPRM
-
Sériovo paralelný menič
SRM
-
Sériový rezonančný menič
Ultrafialové
UV
Napäťový riadený oscilátor
VCO
Voltage Controled Oscilator
VPM
-
Výkonové polovodičové meniče
VPS
-
Výkonové polovodičové systémy
ZCS
Zero Current Switching
Spínanie v nule prúdu
ZVS
Zero Volt Switching
Spínanie v nule napätia
VI
Zoznam symbolov
Jednotka
Význam symbolu
Cr
[F]
Rezonančná kapacita
T
[s]
Perióda
Lr
[H]
Rezonančná indukčnosť
f0
[Hz]
Rezonančná frekvencia 1
fp
[Hz]
Rezonančná frekvencia 2
Lm
[H]
Magnetizačná indukčnosť
Lr
[H]
Rozptylová indukčnosť
tD
[s]
Bezpečnostná doba
Q
[-]
Kvalita meniča
Eff
[%]
Hodnota účinnosti
Uf
[V]
Hodnota úbytku napätia na dióde na sekundárnej
Symbol
strane transformátora
PIN
[W]
Vstupný príkon
Po
[W]
Výkon
UIN min
[V]
Minimálna hodnota napájacieho napätia
UIN max
[V]
Maximálna hodnota napájacieho napätia
Mmin
[-]
Minimálna hodnota zosilnenia
Mmax
[-]
Maximálna hodnota zosilnenia
n
[-]
Transformačný pomer
Tzapmax
[s]
Maximálna doba zopnutia tranzistorov
RAC
[Ω]
Hodnota záťaţového odporu
MŠP
[-]
Hodnota špičkového zosilnenia
LP
[H]
Indukčnosť primárneho vinutia
LS
[H]
Indukčnosť sekundárneho vinutia
VII
Iprim
[A]
Maximálny prúd na primárnej strane
ΔU
[V]
Dovolený úbytok napätia na primárnej strane
transformátora
[A]
Efektívna hodnota prúdu rezonančným kondenzátorom
[A]
Maximálna hodnota prúdu rezonančným kondenzátorom
[V]
Nominálna hodnota napätia na rezonančnom
kondenzátore
[V]
Maximálna hodnota napätia na rezonančnom
kondenzátore
PCO
[A]
Hodnota výstupného prúdu
[V]
Napätie na dióde
[V]
Výstupné napätie
[V]
Úbytok napätia na dióde
[A]
Efektívna hodnota prúdu na výstupnom kondenzátore
[W]
Straty ekvivalentného sériového odporu výstupného
kondenzátora
RC
[Ω]
Ekvivalentný sériový odpor výstupného kondenzátora
fSW
[Hz]
Spínacia frekvencia
ΔB
[T]
Zmena indukcie
Ae
[mm2]
Efektívny prierez
Sprim
[mm2]
Prierez primárneho vinutia
dprim
[mm]
Priemer primárneho vinutia
Ssek
[mm2]
Prierez sekundárneho vinutia
dsek
[mm]
Priemer sekundárneho vinutia
[A]
Efektívna hodnota prúdu diódou
[A/mm2]
Prúdová hustota
J
VIII
Poďakovanie
Na tomto mieste chcem poďakovať všetkým, ktorí mi akýmkoľvek spôsobom
pomohli pri riešením mojej diplomovej práce. Osobitne chcem poďakovať vedúcemu
diplomovej práce Ing. Michalovi Frívaldskému, PhD za jeho cenné rady a
pripomienky.
IX
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Bakalárska práca
1 ÚVOD
Napájacie zdroje sú neoddeliteľnou súčasťou prakticky všetkých elektrických
zariadení. Ich úlohou je zabezpečiť transfer energie potrebnej k správnej činnosť
a funkcionalite. Energia sa dodáva väčšinou formou jednosmerného napätia po
usmernení zo striedavej siete alebo z batérií. Situácia v oblasti napájacích zdrojov sa
v poslednej dobe veľmi rýchlo vyvíja. Nakoľko poţiadavky, ktoré sa vyţadujú od
moderne konštruovaných elektronických zariadení neustále narastajú, dochádza
zároveň k zvyšovaniu poţiadaviek kladených na napájacie zdroje spomínaných
zariadení. K týmto poţiadavkám patri napr. účinnosť, presnosť, spoľahlivosť, stabilita,
rozmery a v neposlednom rade ekonomické a ekologické parametre.
Veľký pokrok v oblasti VPM nastal pouţitím koncepcie spínaného napájacieho
zdroja, ktorého princíp je zaloţený na prerušovanom dodávaní energie zo zdroja do
záťaţe a to tak, ţe sa energia
dodáva v určitých periodicky sa opakujúcich
intervaloch. Aby bola zachovaná poţadovaná kvalita výstupných veličín, je nutné na
výstup meniča zaradiť filter, ktorý bude realizovať funkciu akumulovania energie.
Tento spôsob riadenia toku energie ma za následok zvýšenie účinnosti zdroja. V
porovnaní s lineárnymi regulátormi, ktoré vykazujú účinnosť cca 50-60% spínané
zdroje pracujú s účinnosťou cca 80-90%. Preto sa vo svojej práci zameriam na
vyuţitie tohto typu napájacieho zdroja. Kvôli dosiahnutiu vysokej účinnosti sa
zameriam na mäkko spínane topológie.
1
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
2 VÝVOJOVÉ TRENDY PRE LED TECHNOLÓGIE
2.1 LED TECHNOLÓGIE
Luminiscenčná dióda alebo svetelná dióda (obr.2.1) je polovodičová elektronická
súčiastka, ktorá vyţaruje úzkospektrálne svetlo, keď ňou prechádza elektrický prúd v
priepustnom smere. Farba vyţarovaného svetla závisí od chemického zloţenia
pouţitého polovodičového materiálu.
Obr. 2.1: LED dióda.
Oproti iným elektrickým zdrojom svetla (ţiarovka, výbojka, tlejivka) majú LED, tú
výhodu ţe pracujú s pomerne malými hodnotami prúdu a napätia.
LED diódy sa delia na:
a) Klasické
b) Vysoko svietivé LED
c) Ultrafialové (UV)
d) Infračervené (IR)
e) Laserové diódy
Výhody pouţitia:
a) Produkujú viac svetla na watt energie ako ţiarovky, výhodne pouţívať v
úsporných zariadeniach
2
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
b) Môţu vyţiariť svetlo v poţadovanej farbe bez pouţitia filtrov
c) Sú odolné voči nárazom.
d) Sú ideálne na pouţitie v zariadeniach, v ktorých dochádza k častému vypínaniu
a zapínaniu
e) Majú dlhú ţivotnosť medzi 100 000 - 1 000 000 hodín
f) Najčastejšou príčinou ich zlyhania je postupný úbytok jasu,
g) Veľmi rýchlo sa rozsvietia ( rádovo mikrosekundy).
h) Sú veľmi malé a ľahko môţu byť osadené do dosky plošných spojov.
i) Neobsahuje ortuť (na rozdiel od ţiariviek).
j) Nevýhody LED:
k) Majú vyššie obstarávacie náklady ( počítané cene za lumen), neţ tradičné
svetelné svetelné zdroje.
l) Musí byť napájané správnym prúdom.
m) Svetlo z bielych LED diód môţe skresľovať farby
n) Nemôţu byť pouţité v aplikáciách, kde potrebujeme ostrý smerový lúč svetla.
LED nie sú schopné smerovať pod niekoľko stupňov.
2.1.1 Vyuţitie LED
LED sa tradične pouţívajú najmä ako indikátory, a ako zobrazovacie prvky v
segmentových zobrazovačoch a bodových maticových zobrazovačoch. Známe je aj
ich pouţitie vo veľkoplošných zobrazovačoch pouţívaných na reklamné účely. Pre
svoju dlhú ţivotnosť a otrasuvzdornosť sa uplatňujú aj v automobiloch, dokonca aj
ako náhrada koncových brzdových či smerových svetiel. V poslednom čase s
nástupom vysokosvietivých LED sa začalo ich vyuţívanie na osvetľovacie účely v
dopravnej svetelnej signalizácii (cestné semafóry, ţelezničné návestidlá). Práve tento
spôsob pouţitia LED sa v poslednej dobe veľmi rozrastá. Dnes sa uţ vyskytujú na trhu
špeciálne svietidlá, ktoré sú určené na osvetlenie komunikácií s pouţitím LED.
V takýchto svietidlách sú zastúpené farebné aj biele LED. Keďţe ţivotnosť
pouţitých LED sa udáva na 50 000 hodín, toto svietidlo prakticky nevyţaduje údrţbu
počas 12,5 roka svietenia, ak zohľadňujeme štandardný čas svietenia verejného
osvetlenia 4 000 h/rok. Svetelný tok je tu smerovaný prostredníctvom precíznej
3
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
šošovky. Preto biele LED svietidlo poskytuje bezpečné, stabilné cestné osvetlenie,
ktoré vytvára vysoké hodnoty viditeľnosti.
LED diódy sú veľmi perspektívnym svetelným zdrojom, avšak v súčasnosti sú iba
na začiatku vyuţívania na osvetľovanie cestných komunikácií. V budúcnosti treba
však očakávať vyuţitie LED prakticky vo všetkých oblastiach verejného osvetlenia
2.1.2 Napájacie zdroje pre LED
Vhodné napájanie LED svetelných zdrojov je potrebné na ich dlhú ţivotnosť a
optimálne vyuţitie. LED diódy by mali byť napájané menovitým konštantným
prúdom. Preto je nutné napájať ich špeciálnym zdrojom s konštantným výstupným
prúdom.
Ak chceme zabezpečiť stály odber energie so zreteľom na rôzne charakteristiky
napájania LED, tak by sme mali pouţiť pre napájanie diód prúdový zdroj.
Ak
nevyţadujeme vysokú účinnosť zapojenia ( napríklad u rôznych indikátorov ),
môţeme sa priblíţiť k prúdovému zdroju tým, ţe pripojíme LED v sérii s rezistorom
obmedzujúcim pretekajúci prúd ku zdroju stáleho napätia (zmeny napätia vyvolajú
menšie zmeny prúdu).
Tieto zdroje poskytujú pri zaťaţení pod 65-100% hodnotu účinníka vyššiu ako 0,8
a ich typická hodnota účinníka pri plnom zaťaţení je 0,98.
Zdroje pre LED na osvetlenie komunikácii sú vloţené do hliníkových púzdier
a pracujú v rozsahu teplôt -30°C aţ +70°C. Výstupné napätie sa dá nastaviť v rozsahu
95 – 105% a výstupný prúd v rozsahu 50-100% .
Ich súčasťou musí byť PFC, ochrana proti preťaţeniu, EMI filter ako aj prepäťová
a tepelná ochrana.
PFC - Korekcia účinníka je termín pouţívaný v spojení so striedavými napájacími
obvodmi. Dobrá hodnota účinníka je vtedy, keď striedavý prúd je vo fáze so
striedavým napätím. Čisto odporová záťaţ má hodnotu účinníka 1, ale aktívne záťaţe
majú tendenciu mať hodnoty účinníka blízko 0,5, pokiaľ sa nevykonajú špeciálne
4
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
merania na jeho korekciu. Preto sa do zapojení napájacích obvodov pridávajú ďalšie
zapojenia na korekciu účinníka.
EMI FILTROVANE -
Elektromagnetická interferencia (EMI) je to mnoţstvo
ţiarenia emitovaného niektorým zariadením pri jeho činnosti. EMI je spôsobená
emisiami v rádiovom spektre, ktoré rušia nielen rádiové systémy ale aj môţu tieţ
spôsobiť poruchu ďalších prístrojov. Na filtrovanie EMI sa pouţívajú filtre, ktoré sú
tvorené induktormi, ktoré kontrolujú EMI pri nízkych a stredných frekvenciách
(<10MHz) a kapacitormi, ktoré kontrolujú rezonančné špičky v strednom pásme
frekvencii.
5
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
3 ANALÝZA SÚČASNÉHO STAVU V OBLASTI
VPM V ZDROJOVÝCH APLIKÁCIÁCH
Ako uţ bolo spomínane neustálym vývojom sa zvyšujú aj poţiadavky kladené na
napájacie zdroje. Od ich vzniku sa výrobcovia VPM snaţia aby, tieto zariadenia
pracovali s čo najväčšou spínacou frekvenciou. Zvyšovanie spínacej frekvencie má
svoje kladné aj záporné stránky. Kladné stránky sú zvýšenie účinnosti VPM,
dosiahnutie menšieho zvlnenia výstupných veličín. Negatívne dopady sú napr. VPM
pracujú s vysokou spínacou frekvenciou (100 kHz a viac) generujú rušenie spôsobené
rýchlou zmenou prúdu a napätia pri vysokej okamţitej hodnote týchto veličín, čo má
za následok vznik elektromagnetických emisií a zväčšenie spínacích strát. Tieto
nedostatky je
moţné
drţať
v prípustných
hraniciach
pouţitím
dostupných
komutačných techník a tak optimalizovať spínací proces. Veľkosť spínacej frekvencie
je obmedzená pri veľkých výkonoch spínacími stratami, ktoré sa úmerne zvyšujú zo
zvyšujúcou sa spínacou frekvenciou. Spínacie straty je moţné zvyšovať pokiaľ,
teplota polovodičového spínača neprekročí medznú hranicu udanú výrobcom.
Pouţitím vhodného chladenia je moţné túto hranicu posunúť. U nízkych výkonov je
hraničným faktorom veľkosti spínacej frekvencie typ pouţitého spínača.
3.1 KOMUTAČNÉ TECHNIKY
Komutácia je fyzikálny proces, ktorý je základom funkcie spínaných zdrojov. Je to
proces, pri ktorom nastáva zmena vodivosti polovodičovej súčiastky z vypnutého do
zapnutého stavu, alebo opačne. Proces
spínania sa môţe realizovať dvomi
základnými metódami. Prvá metóda sa nazýva tvrdé spínanie (hard switching), tento
druh spínania je nezávislý na okamţitých hodnotách napätí a prúdov v spínanej vetve
meniča. Veľkou nevýhodou metódy tvrdého spínania je fakt, ţe spína a rozpína
spínanú vetvu pri rôznych nenulových hodnotách týchto veličín, čo spôsobuje veľké
spínacie straty a vznik elektromagnetického rušenia.
Druhá metóda
sa nazývaná mäkké spínanie (soft switching). Táto metóda sa
vyuţíva v rezonančných topológiach meničov. Princíp spočíva v zakomponovaní
6
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
prídavných kapacít a indukčností, pomocou ktorých sa dosiahne stav rezonancie.
Zapojenie rezonančného obvodu môţe byť ako sériový alebo paralelný rezonančný
obvod. Vplyvom rezonancie sa dosiahne kmitavý charakter obvodu, ktorý následne
spôsobí prechod prúdu a napätia nulou, čo umoţňuje realizovať mäkké spínanie. Ak je
spínanie realizované v nule prúdu jedná sa o metódu ZCS (zero current switching), ak
v nule napätia ide o metódu ZVS (zero voltage switching). Tieto metódy spínania
umoţňujú eliminovať spínacie straty a stratový výkon polovodičovej súčiastky čo je
znázornené na obrázku(obr. 3.1)
Obr. 3.1: Porovnanie jednotlivých druhov spínania.
3.1.1 SPÍNANIE V NULE PRÚDU
„Pri tomto druhu spínania je potrebná indukčnosť Lr, ktorá je zapojená do série so
spínačom“.( RASHID, H., MUHAMMAD,2001) Keď je spínací prvok priechodný iba
v jednom smere, spínanie sa môţe realizovať iba v jednej polperióde. Ak k spínaču
pripojíme antiparalelnú diódu, môţe spínanie realizovať počas celej periódy. Pri
zopnutí spínača (obr. 3.2) , bude prúd obvodom oscilovať pribliţne podľa sínusovej
funkcie.
Na správnu funkciu mäkkého spínania v nule prúdu sa spínač musí rozopnúť v čase
prechodu hodnoty prúdu nulou čím sa eliminujú spínacie straty dovoľuje zvýšenie
7
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
spínacej frekvencie a elimináciu EMI. Na dosiahnutie ţiadaného efektu je potrebné
riadenie, pracujúce s konštantnou šírkou zapnutia. Poţadovaná zmena riadenej
veličiny sa vykonáva zmenou periódy spínania T.
Obr. 3.2: Rezonančný spínač v nule prúdu ZCS.
3.1.2 SPÍNANIE V NULE NAPÄTIA
„Na realizáciu metódy spínania v nule napätia je potrebné paralelne pripojiť
kapacitu Cr k spínanému prvku(obr. 3.3). Ak je spínač priechodný iba v jednom
smere, napätie na kondenzátore môţe oscilovať v kladnej aj zápornej polperióde.
Rezonančný spínač môţe pracovať počas celej periódy. Ak k spínaču pripojíme
antiparalelnú diódu, nastane stav, ţe napätie na Cr je počas zápornej pol periódy
rovné nule. V takomto prípade môţe rezonančný spínač pracovať počas jednej
polperiódy." ( RASHID, H., MUHAMMAD,2001) ZVS pracuje na podobnom
princípe ako predošlá metóda ZCS, ale na rozdiel od ZCS v tomto prípade je
sledovanou veličinou napätie na kondenzátore, čiţe aj na spínači. Po rozopnutí
spínača v danej slučke meniča hodnota napätia na spínači narastá. Princíp metódy je
zaloţený na zopnutí spínača v čase, keď hodnota napätia na spínači bude rovná nule.
Tento spôsob redukuje mnoţstvo energie naakumulovanej v spínači, a tým aj
mnoţstvo energie, ktorá sa premení na teplo v spínacom cykle. V tomto prípade je
potrebné riadenie s konštantnou šírkou vypnutia šírkou vypnutia, ktorá je odvodená od
rez. frekvencii, a zmena riadenej veličiny sa vykonáva zmenou periódy spínania T.
8
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Obr. 3.3: Rezonančný spínač pre ZVS.
3.2 PREHĽAD MENIČOV DO 200 W
Typy najpouţivanejších meničov do 200 W:
a) Flyback
b) Half-bridge
c) Boost
d) Half-forward
e) Protitaktný menič
3.2.1 Flyback
Flyback topológia Flyback converter je najjednoduchším a najekonomickejším
typom spínaného zdroja, ktorý je ideálny pre zariadenia s niţším príkonom, pretoţe
trojuholnikový priebeh prúdu by mal za následok vysoké špičkové straty a zvlnené
napätie a prúd na sekundárnej strane.
Obr. 3.4: Schéma zapojenia flyback.
9
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
V type Flyback meniča je sériovo pripojený spinač Q1 s primárnym vinutím
transformátora. Transformátor je vyuţívaný na akumuláciu energie počas intervalu pri
zapnutom spínačí Q1 a zároveň poskytuje izoláciu medzi vstupným a výstupným
napätím zdroja.
V dobe zapnutého spínača pri ustálenom stave činnosti je koncový bod primárnej
časti T1 označený bodkou, kladne orientovaný v porovnaní s koncom bez bodky.
V trvaní tohto intervalu je dióda D1 nevodivá a transformátor sa správa ako
indukčnosť. Hodnota tejto indukčnosti je úmerná veľkosti magnetizačnej indukčnosti
primárneho vinutia LM.
Preto prúd primárnou časťou T1 (magnetizačný prúd IM) stúpa lineárne
s počiatočnej hodnoty I1 na Ipk, ako je znázornené na obr. 2.15. V dobe, kedy sa dióda
D1 stáva nevodivou sa prúd do záťaţe dodáva z výstupného kondenzátora Co, ktorého
veľkosť by mala byť dostatočne veľká na pokrytie prúdu záťaţou počas celej doby
Ton, pri predpísanom maximálnom úbytku výstupného napätia. [14]
Obr. 3.5: Priebehy meniča flyback.
Na konci periódy Ton pri prechode spínača do vypnutého stavu zostáva smer toku
magnetizačného prúdu nemenný. Indukované napätie je orientované opačne a to
záporný pól je na strane vinutia s bodkou. Dióda D1 prechádza do vodivého stavu
a sekundárne
napätie
na
transformátore
sa
vyrovná
výstupnému
napätiu.
Naakumulovaná energia v primárnej časti sa počas trvania tohto intervalu prenáša na
sekundárnu časť T1 a napája záťaţ a dobíja vystupný kondenzátor Co. V dôsledku
10
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
nemoţnosti magnetizačného prúdu meniť sa v transformátore okamţite po vypnutí
spínača Q1, primárny prúd sa prenesie na sekundárnu čásť a amplitúda sekundárneho
prúdu je úmerná veľkosti primárného prúdu a transformačnému pomeru T1 Np/Ns.
Závislosť medzi vstupným a výstupným napätím v ustálenom stave a spojitom
reţime činnosti je daná vzťahom:
(3.1)
Menič typu flyback je často pouţívané zapojenie pre výstupné výkony v rozsahu 5
aţ 150W pre nízko rozpočtové aplikácie. Nevyuţíva výstupnú indukčnosť a tým
zniţuje finančnú náročnosť a počet prvkov a zároveň aj straty v meniči.
Flyback je najlepší pre v aplikaciách s potrebným vysokým výstupným napätím
väčším ako 400V a pri nízkych výstupných výkonoch. Pre zapojenia s výstupnými
prúdmi 12 aţ 15A, nie su vhodné kvoli vysokej hodnote zvlnenia prúdu. [14]
3.2.2 Half-bridge
Half-bridge (polomostový) menič je priepustným meničom petriacim do skupiny
meničov s galvanickým oddelením výstupu od vstupu. Tento typ meniča má spínače
v jednej vetve meniča nahradené dvomi kondenzátormi, ktoré vstupné napätie delia na
polovicu, čo je rozdielom oproti full-bridge zapojeniu (plnému mostu).
Obr. 3.6: Schéma half-bridge (polomostového meniča)
11
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Napätie v primárnej časti transformátora sa rovná polovici vstupného napätia,
Tento typ meniča je výhodné pouţiť v zapojeniach s veľkým transformačným
pomerom. Princípom je striedavé spínanie tranzistorov, čo má za následok výtváranie
impulzového napätia v primárnej časti transformátora. Transformátor má vyuţitie ako
galvanické oddelenie a zároveň zniţuje impulzové napätie. V dobe zopnutia spínača
Q1 je koncový bod primárnej časti transformátora pripojený na kladný pól zdroja
a napätie kondenzátora C4 je aj na transformátore. Dióda D4 sa nachádza
v blokovacom stave a blokuje celý prúd z vinutia Ns1, ktorý je prostredníctvom diódy
D3 prenášaný do záťaţe. Na (obr. 3.7)vidieť priebeh prúdu indukčnosťou L, zopnutím
spínača Q1 začne prúd dodávaný do záťaţe narastať z počiatočnej hodnoty IL1 na
hodnotu IL2. Počas vodivosti spínača Q1 dochádza k zmene veľkosti indukcie
magnetického obvodu transformátora z počiatočnej hodnoty B1 na hodnotu B2,
graficky je to znázornené na (obr. 3.7). V momente vypnutia spínača Q1 je vodivá
integrovaná spätná dióda tranzistora Q2, ktorá zabezpečí odvod naakumulovanej
energie v rozptylovej indukčnosti transformátora. V rovnakom čase sa dióda D4 stáva
vodivou, pričom polovica prúdu je dodávaná indukčnosťou L z vinutia NS1
prostredníctvom D3 a druh polovica prúdu cez diódu D4. Napätie indukované na
sekunárnej strane je počas vypnutia obidvoch spínacích prvkov nulové, preto sa
hodnota toku drţí na konštantnej hodnote B2. Prúd prechadzajúci indukčnosťou L
klesá z počiatočnej hodnoty IL2 na IL1. [14]
Obr. 3.7: Priebehy veličín half-bridge (polomostového) meniča
12
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Po zopnutí spínača Q2 je koncový bod primárnej časti transformátora pripojený na
záporný pól zdroja a naakumulovaná energia v kondenzátore C3 je dodávaná na stranu
Tr. Napätie na Tr má opačnú polaritu, ako v prvom pripade priebehov napätia na Tr,
a jeho hodnota je polovička napájacieho napätia. V jadre Tr sa zmení veľkosť
magnetického toku z hodnoty B2 na hodnotu B1. Pri uvaţovaní rovnakého počtu
Obr. 3.8: BH charakteristika
závitov sekundárnych vinutí NS1 a NS2 , a zamedzení presýtenia jadra
magnetického obvodu Tr, musí byť doba zopnutia oboch spínačov rovnaká.S
primárnym vinutím je sériovo zapojený malý kondenzátor, ktorého účelom je
obmedzenie veľkosti jednosmernej zloţky magnetického toku.
Na výpočet jeho veľkosti sa pouţíva vzťah:
(3.2)
Tento typ meniča je citlivý na magnetickú nerovnováhu, kedy tok tvorený spínačmi
Q1 a Q2 nie je rovnaký počas spínacej periódy. Maximálna pomerná šírka otvorenia
oboch spínačov s uvaţovaním bezpečnostnej doby je 45%. Napäťové namáhanie
oboch spínacích prvkov je rovné hodnote vstupného napätia. [14]
13
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
3.2.3 Boost
Jedná sa o zapojenie, kde na výstupnom obvode dostávame vyššie napätie ako je
napájacie napätie meniča. V dobe zopnutia tranzistora Ta sa v indukčnosti akumuluje
energia a prúd záťaţe je nahradený z náboja kondenzátora vo výstupnom filtri. Tento
interval je zobrazený na (obr. 3.11) , kde je základný obvod rozdelený na dva
nezávislé obvody. V tomto časovom intervale oddeľuje dióda obvod vstupu a výstupu,
pretoţe je uzatvorená.
Obr. 3.9: Zapojenie boost meniča
V okamihu vypnutia tranzistora Tb sa napätie na indukčnosti otočí, prúd má snahu
ďalej prechádzať v pôvodnom smere a dióda sa otvorí, pretoţe napätie na jej anóde
bude napätie vstupného zdroja zvýšené o napätie na indukčnosti. To je zobrazené na
(obr. 3.10)b), kde je vykreslené zapojenie súčiastok v intervalu Tb. V tomto okamţiku
sú to vlastne dva napäťové zdroje v sérii. [14]
Výstupný filtračný kondenzátor sa nabíja na maximálnu hodnotu tohto napätia.
Obr. 3.10: Náhradný obvod meniča v intervalu Ta, v intervalu Tb
14
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Obr. 3.11: Priebeh napätí na spínači a prúdu indukčnosti boost meniča
3.2.4 Half-forward
Je to typ priepustného meniča. K prenosu energie zo vstupného do vystupného
obvodu vyuţíva aktívny interval.
Obr. 3.12: Schematické zapojenie half-forward meniča
Všeobecne je energeticky účinnejší a pouţíva sa pre aplikácie vyţadujúce malý
vyšší výkon (v rozsahu 100 W aţ 200 W), avšak obvod topológie, najmä výstupné
filtrovanie okruhu nie je tak jednoduché ako vo fly-back (blokujúcom) meniči.
Menič sa skladá z rýchleho spínača Q, transformátora a riadiaceho obvodu. Záťaţ
je pripojená cez výstup sekundárneho vinutia transformátora, usmerňovaciu diódu
a filter meniča. Poţiadavky na daný transformátor sú, aby bol nulový rozptylový tok,
nulový magnetizačný prúd a aby bol bez strát.
15
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Obr. 3.13: Priebehy half-forward meniča
3.2.5 Protitaktný menič
Princíp protitaktného meniča je analogický s dvojicou protitaktne pracujúcich
priepustných meničov so spoločným impulzným transformátorom, akumulačnou
tlmivkou a filtračným kondenzátorom Cout. Pre tento druh meniča je typické, ţe
v dôsledku spoločného jadra trnsformátora obidvoch jednoduchých meničov nemusí
byť T opatrený demagnetizačným vinutím. Spínacie tranzistory Q1 a Q2 sa v priebehu
kaţdého pracovného cyklu periodicky striedajú. Pritom musí byť bezpečne zaistené,
ţe sa v ţiadnom prípade nemôţu vzájomne prekryť intervaly obidvoch sekcií meniča.
Obr. 3.14: Schéma zapojenia protitaktného meniča.
Pri zopnutom spínači Q1 vedie dióda D. Cez tlmivku L prechádza prúd do výstupného
obvodu, tlmivka opeť akumuluje časť energie, zo vstupného obvodu. Ak je spínač Q1
rozpojený, musí druhý spínač Q2 zostať po určitú dobu bezpodmienečne vypnutý. Po
túto dobu pracujú obidve diódy ako rekuperačné. Časť energie, akumulovaná poľom
je prenašaná do záťaţe. V druhej časti periódy je najprv zopnutý spínač Q2 , dióda je
16
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
vodivá a energia je cez L prenášaná zo vstupného do výstupného obvodu. Po
rozpojení Q2 znovu diódy pracujú ako rekuperačné.
Obr. 3.15: Priebehy protitaktného meniča
Obr. 3.16: Sýtenie jadra transformátora protitaktného meniča pri konštantnom
zaťažení (a) a skokovo premenlivej záťaži
Oproti priepustnému meniču vidieť odlišný priebeh prúdu tlmivkou. Energia,
akumulovaná transformátorom počas trvania záverných intervalov spínačov
spôsobuje, ţe anódy diód niesú na nulovom potenciáli. Výhodou protitaktného meniča
je dvojnásobný výstupný výkon s porovnaním s priepustným meničom. Nedostatkom
je obtiaţnejšia realizácia transformátoru (symetria väzby).
3.3 REZONANČNÉ MENIČE
Topológie rezonančných meničov
V dnešnej dobe sa výrobcovia snaţia o dosiahnutie čo najvyššej výkonovej hustoty
VPS. Moţným riešením ako zvýšiť výkonovú hustotu VPS je zvýšenie spínacej
17
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
frekvencie alebo účinnosti. Zvýšenie spínacej frekvencie nám umoţňuje zmenšiť
rozmery reaktančných prvkov, ale zvyčajne sa to prejaví na zníţení účinnosti. Z tohto
dôvodu nie je jednoduché vyuţiť tieto dve metódy súčasne. Zníţenie účinnosti je
spôsobené zvýšením spínacích strát, ktoré sa zväčšujú so zvyšujúcou sa spínacou
frekvenciou. Spínacie straty sú spôsobené komutáciou polovodičových prvkov. Na
obmedzenie spínacích strát boli vyvinuté nové topológie nazývané rezonančné, ktoré
vyuţívajú mäkkú komutáciu. Vyuţitím mäkkej komutácie sa dosiahnu nízke spínacie
straty aj pri vysokých spínacích frekvenciách. Nízke spínacie straty sú dosiahnuté
vďaka spínaniu v nule prúdu (ZCS), alebo v nule napätia (ZVS). Rezonančné meniče
redukujú veľkosť magnetických obvodov, a tým umoţňujú redukovať celkové
rozmery meniča. To sa prejaví ako zvýšenie výkonovej hustoty, oproti meničom s
tvrdým spínaním s beţnou PWM.
Súčasný stav nám umoţňuje uvaţovať
niekoľko dostupných rezonančných
topológií a to sú:
a) Sériový rezonančný menič SRM
b) Paralelný rezonančný menič PRM
c) Sériovo – paralelný rezonančný menič SPRM
3.3.1 Sériový rezonančný menič
Obr. 3.17: Schéma sériového rez. meniča.
Sériový rezonančný menič patrí medzi najjednoduchšie a najviac obľúbené
rezonančné meniče. Zo schémy zapojenia je zrejmé, ţe rezonančná kapacita Cr je
18
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
zapojená v sérii s rezonančnou indukčnosťou Lr. Tento rezonančný obvod je zapojený
v sérii so záťaţou, pričom tvoria napäťový delič. Preto sa vstupné napätie rozdelí
medzi sériový LC obvod a záťaţ, a zosilnenie meniča je vţdy menšie ako 1.
U tejto topológie rezonančného meniča sa uprednostňuje metóda ZVS v porovnaní
so ZCS, preto pracovná frekvencia je mierne vyššia ako rezonančná (obr. 3.18). Ak je
vstupné napätie nízke menič pracuje blízko rezonančnej frekvencie. So zvyšovaním
tohto napätia sa spínacia frekvencia bude zvyšovať a vzďaľovať od rezonančnej, v
dôsledku čoho bude narastať mnoţstvo cirkulujúcej energie v rezonančnom obvode.
Zmenou frekvencie napájacieho napätia sa mení impedancia prvkov obvodu a tým aj
napäťové pomery v jednotlivých častiach obvodu.
Obr. 3.18: Zosilňovacia charakteristika sériového LC meniča
Ak na výstup meniča pripojíme záťaţ s veľkou impedanciou v porovnaní s
impedanciou LC obvodu, celé vstupné napätie bude sústredené na záťaţi. Z tohto
vyplýva, ţe pri veľmi nízkych zaťaţeniach by mala byť spínacia frekvencia veľmi
veľká. Preto najhorším prípadom pre sériový LC rezonančný menič je práca
naprázdno.
19
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
3.3.2 Paralelný rezonančný menič
Obr. 3.19: Schéma paralelného rezonančného meniča
Schéma zapojenia paralelného LC rezonančného meniča je znázornená na obr.
Paralelný
rezonančný menič má podobné nevýhody ako sériový. Paralelný
rezonančný má kondenzátor CR pripojený paralelne ku primárnemu vinutiu
transformátora. Rovnako ako sériový menič pracuje so spínacou frekvenciou vyššou
ako je rezonančná. V porovnaní so sériovým rezonančným meničom je pracovná
oblasť o veľa uţšia viď (obr. 3.20).
Obr. 3.20: Zosilňovacia chararakteristika paralelného LC meniča
Keď je záťaţ pripojená paralelne s rezonančným kondenzátorom, alebo je v stave
naprázdno, vykazuje rezonančný obvod voči vstupu veľmi malú impedanciu, čo
20
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
spôsobí naindukovanie veľkého mnoţstva cirkulujúcej energie. Hlavnými problémami
sériového a paralelného rezonančného meniča sú veľké vypínacie prúdy pri veľkých
vstupných napätiach a mnoţstvo cirkulujúcej energie v rezonančnom obvode, pre
tieto nedostatky nie je výhodné tieto meniče pouţívať ako vstupné.
3.3.3 Sériovo-paralelný rezonančný menič
Na odstránenie nedostatkov
sériovej a paralelnej
topológie bola vyvinutá
topológia sériovo-paralelného meniča (SPRM), ktorý kombinuje výhody sériovej
a paralelnej topológie bez charakteristických nedostatkov týchto zapojení. Základné
zapojenia
SPRM sú tzv. LCC a LLC topológie. V mojej práci budem vyuţívať
zapojenie LLC. V nasledujúcich kapitolách bude opísaná činnosť a charakteristické
vlastnosti LLC topológie.
3.3.4 LLC REZONANČNÝ MENIČ
Obr. 3.21: Schéma LLC rez. Meniča
Ako uţ bolo spomínané LLC menič bol navrhnutý na elimináciu nedostatkov
sériového a paralelného rezonančného
meniča. LLC rezonančný menič vznikol
úpravou sériového LC meniča pridaním shuntovacej indukčnosti zapojenej paralelne k
primárnemu vinutiu transformátora. Schéma zapojenia je znázornená na obrázku 4.1.
21
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Táto topológia je výhodná pre zvýšenie účinnosti v aplikáciách s vysokým vstupným
napätím, kde väčší dôraz je kladený na spínacie straty ako na vodivostné. Základnou
výhodou LLC meniča je schopnosť regulovať výstupné napätie v širokom rozsahu
vstupných napätí a zmene záťaţe, pri malých zmenách spínacej frekvencie. Tieto
vlastnosti sa dosahujú vďaka pouţitej metóde mäkkého spínania ZVS, táto metóda
vyuţíva všetky parazitné prvky v obvode vrátane kapacít priechodov polovodičových
spínacích prvkov a rozptylovej a magnetizačnej indukčnosti transformátora.
Vo všeobecnosti môţeme topológiu LLC meniča rozdeliť na tri funkčné časti.
Vstupná časť je tvorená generátorom obdĺţnikových impulzov, ktoré vznikajú
striedavým spínaním Q1 a Q2 s pomernou šírkou otvorenia 50% a pridanou malou
bezpečnostnou dobou (tD = 300 ns – 500 ns). LLC menič môţe byť realizovaný v
zapojení plného mostu alebo polomostu viď (obr. 3.21). Týmto obdĺţnikovým
priebehom je napájaný transformátor a rezonančný obvod, ktorý filtruje vyššie
harmonické a vytvára sínusový priebeh prúdu. Správnym návrhom transformátora je
moţné integrovať rezonančnú indukčnosť do jeho magnetického obvodu, spôsobom
vyuţitia rozptylovej indukčnosti transformátora. Prúd zaostáva za obdĺţnikovým
napätím a tým povoľuje spínať v nule napätia, v čase keď prúd tečie antiparalelnou
diódou. Na výstupe je zaradený usmerňovač s kapacitným filtrom, ktorý usmerní
striedavé napätie a prúd na jednosmerné napätie, pričom môţe byť v mostovom
zapojení alebo s deleným sek. vinutím.
V tomto meniči vznikajú dve rezonančné frekvencie preto sa tato topológia nazýva
multirezonančná. Prvá f0, je tvorená prvkami Lr a Cr, a druhá fp, prvkami Lp a Cr
pričom (Lp=Lm+Lr). Zo zosilňovacej charakteristiky viď (obrázok 3.6) je jasné, ţe
ak menič pracuje s rezonančnou frekvenciou f0, veľkosť zosilnenia nie je takmer
vôbec závislá od zmeny záťaţe. Preto je výhodné, aby tento typ meniča pracoval s
frekvenciou f0 a tým neboli potrebné pri regulácii veľké zmeny spínacej frekvencie.
Čo je najväčšia výhoda LLC meniča v porovnaní so sériovým LC rezonančným
meničom.
22
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Obr. 3.22: 9 Zosilňovacie charakteristiky LLC meniča
Pracovný rozsah LLC
rezonančného meniča je obmedzený maximálnym
špičkovým zosilnením, ktoré je medzi frekvenciami fp a f0 a nikdy nedosiahne ani
jednu z nich. Pri poklese zaťaţenia sa zvýši maximálne zosilnene a tento bod sa
priblíţi viac k rezonančnej frekvencii fp. Ak nastane opačný prípad a zaťaţenie stúpne,
špičkové zosilnenie sa zníţi a tento bod sa posunie bliţšie k f0.
Ako uţ bolo spomenuté správnym návrhom transformátora môţeme realizovať
sériovú a shuntovaciu indukčnosť ako súčasť transformátora, pričom rozptylová
indukčnosť bude plniť funkciu sériovej, a magnetizačná indukčnosť funkciu
shuntovacej indukčnosti. Pri tomto postupe návrhu schéma LLC meniča sa zhoduje s
meničom LC, rozdiel je v pomere medzi hodnotami Lm a Lr. Kým u sériového LC
meniča je hodnota Lr omnoho menšia ako Lm, u LLC meniča je Lr len 3 aţ 8 krát
menšia ako hodnota Lm. Pri návrhu musíme uvaţovať aj s rozptylovou indukčnosťou
sekundárneho vinutia transformátora, pretoţe zanedbanie by spôsobilo chybný návrh
celého LLC meniča.
23
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
3.3.5 Opis činnosti LLC rezonančného meniča
Obr. 3.23: Priebehy veličín LLC meniča
„Priebehy veličín LLC meniča sú znázornené na obr.2.10 Činnosť LLC
rezonančného meniča môţe rozdeliť na dva časové intervaly. V prvom intervale je
indukčnosť Lr v rezonancii s kondenzátorom Cr, napätie na indukčnosti Lm je zníţené
na hodnotu výstupného napätia. Rezonancia medzi Lr a Cr končí, keď hodnota prúdu
cievkou Lr bude rovná hodnote prúdu indukčnosťou Lm, potom Lm začne prispievať
svojou hodnotou do rezonancii v druhom intervale. Keďţe
dochádza k zmene
rezonančnej frekvencie je v jednotlivých časových intervaloch, môţeme tento LLC
menič zaradiť medzi multirezonančné.
Podrobný popis činnosti LLC meniča moţné rozdeliť do troch
na seba
nadväzujúcich intervaloch. Pri počiatočnej podmienke v čase t=t0 sa končí jeden
prenosový cyklus, a začína sa nový. Tato situácia nastáva po tom, ako rezonančný
obvod preniesol energiu do záťaţe, v čase keď spínač Q2 bol zopnutý.
Interval č.1: t0<t<t1 (v čase t=t0 je Q2 vypnutý)
Interval začína v čase t0 po vypnutí tranzistora Q2 (obr. 5.6). Prúd, indukčnosťou
LR má zápornú hodnotu, pričom prechádza cez integrovanú diódu tranzistora Q1, čo
24
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
umoţňuje Q1 zopnúť pri nulovom napätí. Keď dióda v spínači začne viesť, mal by
byť na spínač privedený hradlový signál. Keďţe výstupná dióda D1 je polarizovaná
v priepustnom smere dochádza k nárastu prúdu na sekundárnej strane meniča.
Obr. 3.24:Schéma činnosti meniča v prvom intervale jeho činnosti.
Interval č.2: t1<t<t2
V tomto intervale LLC menič pracuje rovnako ako sériový rezonančný menič.
Interval začína v tom okamihu, keď prúd tečúci indukčnosťou LR začne meniť svoju
hodnotu zo záporných hodnôt do kladných. Po zopnutí spínača Q1, ním začne tiecť
prúd. Výstupná usmerňovacia dióda D1 ďalej vedie výstupný prúd. Výstupné napätie
meniča sa rovná napätiu UO.“ V indukčnosti LM nastáva akumulácia energie, preto sa
LM v tomto reţime nemôţe podieľať na rezonancii. Ukončenie intervalu nastáva
v okamihu, kedy je hodnota prúdu IR rovná hodnote magnetizačného prúdu IM.
Výstupný prúd IO je v tomto okamihu rovný nule“( Frivaldský,2009,s. 93).
Obr. 3.25: Schéma činnosti meniča v druhom intervale činnosti
Interval č.3: t2<t<t3
V tomto intervale sú hodnoty prúdov tečúcich cez Lr a Lm rovnaké. Prúd na
výstupe je nulový a obe usmerňovacie diódy sú záverne polarizované. Počas tohto
25
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
intervalu je indukčnosť Lm schopná prispievať do rezonancii a zmeniť koncepciu
rezonančného obvodu, z LR – CR na LM – LR – CR. Interval končí vypnutím spínača
Q1, celý proces sa opakuje pre spínač Q2.
Obr. 3.26: Schéma činnosti meniča v treťom intervale jeho činnosti
Ako môţeme vidieť na (obr. 3.23)(2), spínač Q1 vypína pri niţších hodnotách
prúdu v porovnaní so špičkovou hodnotou, čo sa prejaví na zníţení veľkosti
spínacích strát. ZVS metóda nezávisí od prúdu tečúceho záťaţou, ale závisí od
magnetizačného prúdu, ktorý stanovuje hodnotu vypínacieho prúdu, veľkosť
magnetizačného prúdu môţeme ovplyvniť veľkosťou LM . Spínač môţe byť riadený
tak, aby vykazoval čo najmenšie vypínacie straty.“(Yang, 2003)
3.3.6 Určenie pracovných stavov LLC meniča závislých od fs
Zapojenie LLC rezonančného meniča môţe pracovať so spínacou frekvenciou fs
niţšou alebo vyššou ako je rezonančná frekvencia fo. Činnosť meniča pracujúceho s fs
niţšou ako je rezonančná frekvencia viď (obr. 2.14 a) umoţňuje mäkkú komutáciu
usmerňovacích diód na sekundárnej strane, pričom energia cirkulujúca v rezonančnom
obvode je pomerne veľká. Mnoţstvo cirkulujúceho prúdu stúpa úmerne s tým čím
viac klesá spínacia frekvencia niţšie od rezonančnej frekvencie. Tento reţim činnosti
je výhodný pre vyššie výstupné napätia. Rovnako je výhodný úzky frekvenčný rozsah
pri regulácii zmeny záťaţe a to aj pri stave naprázdno.
26
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Obr. 3.27: Priebehy veličín LLC meniča pre fs nižšiu(a) a vyššiu (b) od f0
Ak menič pracuje s fs vyššou ako je rezonančná frekvencia (Obr. 3.27 b). Hodnota
cirkulujúceho prúdu je nízka čo sa prejaví v podobe zníţenia vodivostných strát.
Menič má vyššiu účinnosť v aplikáciách s menším napájacím napätím ako napr.
LCD displeje a zdroje pre notebooky a pod.. Aplikovaním schottkyho diód vo
výstupnom usmerňovači môţeme zanedbať problémy so záverným zotavením. V tejto
pracovnej oblasti môţe pri regulácii s malým zaťaţením nastať veľký nárast spínacej
frekvencie s tohto dôvodu je nutné zaradiť blokovacie obvody ktoré, slúţia ako
ochrana proti dosiahnutiu vysokej fS.
Ak
menič
pracuje
so spínacou
frekvenciou vyššou ako je frekvencia
rovná špičkovému zosilneniu (obr.5.9),
vstupná
rezonančného
impedancia
obvodu má indukčný charakter a prúd
rezonančným
obvodom
zaostáva
za
obdĺţnikovým napätím. Čím sa splní
podmienka spínania so ZVS. Ak spínacia
frekvencia
odpovedajúcu
klesne
pod
frekvenciu
špičkovému
zosilneniu,
nastane opačný prípad a rezonančný
obvod nadobudne kapacitný charakter čo
Obr. 3.28 Vlastnosti rezonančného obvodu
v závislosti od fs
spôsobí, ţe napätie bude zaostávať za
27
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
rezonančným prúdom. V tom prípade bude menič spínaný v móde ZCS. „Pri práci
v kapacitnej oblasti je počas komutačného procesu tranzistora spätná integrovaná
dióda MOSFET-u kladne polarizovaná, a na to aby obnovila svoje blokovacie
schopnosti musí prekonať jav záverného zotavenia, výsledkom čoho je vznik silného
rušivého elektromagnetického poľa “( Frivaldský,2009,s. 95). Ďalším nedostatkom
činnosti v tomto reţime je fakt, ţe sklon zosilnenia má zrkadlovo otočný smer, čo
zabraňuje realizácii regulácie výstupného napätia pri zmene vstupného napájania.
Z tohto dôvodu musí byť spínacia frekvencia obmedzovaná riadiacim obvodom na
takú hodnotu, aby neprekročila hodnotu frekvencie špičkového zosilnenia.
Hodnota minimálneho napájacieho napätia LLC meniča závisí od zvlnenia
výstupného napätia PFC časti, alebo od veľkosti vstupnej kapacity, ktorá slúţi na
zabezpečenie minimálnej hodnoty napájacieho napätia ak by došlo k neţiaducim
krátkodobým poklesom alebo výpadkom napájacieho napätia. Minimálna hodnota je
definovaná špičkovým napäťovým zosilnením. Preto musí byť rezonančný obvod
navrhnutý tak, aby zosilňovacia charakteristika mala dostatočné zosilnenie a dokázala
pokryť celý rozsah vstupných napätí. Keďţe sa jedná o frekvenčne riadený typ
meniča, riadiaci obvod zabezpečuje zmenu spínacej frekvencie, tak aby bol zachovaný
v kaţdom prevádzkovom bode
konštantný výkon zdroja. Riadiaci obvod
je
realizovaný napäťovo riadeným oscilátorom. Udrţanie ZVS spínacieho módu je
obmedzené špičkovým zosilnením rezonančného obvodu, preto musíme pri návrhu
meniča uvaţovať malú rezervu zosilnenia pre bezproblémovú činnosť ZVS pri štarte
meniča alebo pri zmenách záťaţe. Rezerva zosilnenia sa obyčajne volí v rozsahu 10 %
- 20 % z maximálneho zosilnenia.
28
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
4 NÁVRH HLAVNÉHO OBVODU
VYBRANÉHO ZAPOJENIA
4.1 NÁVRH OBVODU LLC MENIČA
V tejto kapitole mojej práce bude realizovaný a opísaný postup návrhu
jednotlivých komponentov LLC meniča. Tento návrh je potrebné vykonať za účelom
simulačnej analýzy a zhotovenia fyzikálneho modelu. V tejto časti sa stanovia
potrebné parametre zdroja pre výpočet aktívnych aj pasívnych prvkov. V zapojení
bude pouţitý transformátor s dvojitým sekundárnym vinutím s vyvedeným stredom,
pričom rozptylová indukčnosť transformátora bude plniť funkciu sériovej rezonančnej
indukčnosti. Čím je moţné eliminovať jeden z najrozmernejších pasívnych prvkov
a to je rezonančná indukčnosť.
Definícia základných parametrov zdroja:
vstupné napätie bude sieťové ~230V –usmernené a PFC kompenzované (400 V)
výstupné napätie: 48V
výstupný prúd: 3 A
výstupný výkon: 150 W
spínacia frekvencia ≈ 133 kHz
oneskorovací čas TH: 20 ms (50 Hz frekvencia siete)
Pri návrhu meniča pre daný výkon je potrebné stanoviť predpokladanú účinnosť
meniča. Tento údaj nám slúţi na výpočet vstupného príkonu meniča. Účinnosť tohto
typu meniča je pomerne vysoká pohybuje sa v rozsahu od 0,9 – 0,96.
Zvolil som hodnotu účinnosti Eff=0,93.
vstupný príkon bude teda:
PIN 
PO 150

 161W
E ff 0,93
(4.1)
29
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Maximálna hodnota napájacieho napätia je rovná nominálnej hodnote výstupného
napätia PFC časti (400 V ± 2 %). Aj napriek regulácií tejto hodnoty, môţe dôjsť k jej
poklesu napájania zapríčinenej poklesom napätia v sieti. Minimálna hodnota
napájacieho napätia je daná výpočtom:
U INMIN  U 2 INMAX 
2.PIN .TH
 361V
Cvst
(4.2)
Určenie maximálneho a minimálneho napäťového zosilnenia:
Návrh LLC menič je realizovaný tak, aby pri nominálnom vstupnom napätí 400V
pracoval so spínacou frekvenciou blízkou hodnote fO (fO = 133 kHz). Hodnota
napäťového zosilnenia sa pri rezonančnej frekvencii f0 je závislá na hodnote m, ktorá
je definovaná ako pomer Lp a LR (m=Lp / LR).
Zvolená hodnota m=7
M min 
M max 
m
7,42

 1,08
m 1
7,42  1
VIN max
400
M min 
1,07  1,196
VIN min
361
(4.3)
(4.4)
Obr. 4.1 Návrh zosilnenia rez. obvodu
Pri niţšej hodnote m je moţné dosiahnuť vyššie špičkové zosilnenie, avšak malá
hodnota pomeru indukčnosti vedie k zhoršeniu transformačnej väzby a zniţovaniu
účinnosti. Veľkosť m sa obyčajne volí z intervalu 3 - 7, dôsledkom čoho sa mení
veľkosť zosilnenia M, v rozsahu 1,1 aţ 1,2 (obr. 4.1).
Výpočet transformačného pomeru:
Výpočet transformačného pomeru sa realizuje nasledujúcim vzťahom:
n
VIN max
NP
400

M min 
1,08  4,4
N S 2(U O  U f )
2(48  0,9)
(4.5)
30
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Uf – reprezentuje hodnotu úbytku napätia na dióde na sekundárnej strane
transformátora.
Výpočet náhradného záťaţového odporu:
Hodnotu záťaţového odporu získame aplikovaním niţšie uvedeného vzorca.
RAC
8n 2 U O2 8.4,4 2 482
 2

 242,13
 PO
 2 150
(4.6)
Návrh prvkov rezonančného obvodu:
Na začiatku návrhu som si zvolil hodnotu m. Pre vybranú hodnotu m je
potrebné z kriviek špičkového zosilnenia (obr. 4.2) odčítať správnu hodnotu Q, pri
ktorej, bude mať menič dostatok zosilnenia pre zmeny záťaţe, alebo zmeny napájania.
Preto je nutné k hodnote MMAX pripočítať rezervu zosilnenia, ktorá sa volí 10 aţ 20%
z MMAX.
Zvolená rezerva je 15 % z MMAX,
preto špičkové zosilnenie je:
M šp  1,15.M MAX  1,15.1,196  1,37
(4.7)
Zvolené m=7 a Mšp =1,37 je z kriviek obr. 4.2
odčítaná Q hodnota: Q=0,35
Rezonančná frekvencia fO je: f0=133kHz
Hodnoty rezonančných prvkov sú:
Cr 
Lr 
1
1

 15nF
2 .Q. f 0 .R AC 2 .0,35.133.10 3.242,13
1
2 . f 0  .C r
2

1
2 .133.10  .14.1210
3 2
L p  m.Lr  7.105.10 6  740H
L
740.e 6
Ls  P2 
 38.2H
n
4.4 2
9
 105H
Obr.4.2 Krivky špičkového
zosilnenia rezonančného
obvodu
(4.8)
(4.9)
(4.10)
(4.11)
31
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Návrh rezonančného kondenzátora:
Pri výbere rezonančnej kapacity je potrebné vziať do úvahy pomery prúdu
a napätia, ktoré budú kapacitor namáhať. Pri prúdovom namáhaní je to efektívna
hodnota prúdu. Čo sa týka dimenzovania z pohľadu namáhania napätím je za potreby
zohľadniť rozdiely nastávajúce pri odlišných stavoch prevádzky. Ak nastane zmena
zaťaţenia alebo preťaţenie na výstupe meniča, tak výrazne narastie hodnota napätia
na rezonančnom kapacitore voči hodnote napätia pri normálnom stave. Súčasne kvôli
zapojeniu rezonančného obvodu do série, by hodnota ekvivalentného sériového
odporu ESR vybraného kapacitora mala byť nízka, aby sa eliminovali vodivostné
straty.
Efektívnu hodnotu prúdu rezonančným kondenzátorom sa vypočíta vzťahom:
I
RMS
CR

1

E ff
1
0,93
2

n.(VO  VF )
  .I O  
 

 
 2 2 .n   4 2 . f 0 .M V .( LM  LR ) 
2
2
(4.12)
2

  .3  
4,4(48  0,9)
  0,9726 A

  
3
6 
 2 2 .4,4   4 2 .133.10 .1,1.(630  105).10 
Potom je jeho maximálna hodnota rovná:
I CMAX
 2.I CRMS
 2.0,9726  1.375 A
R
R
(4.13)
Nominálna veľkosť napätia na rezonančnom kondenzátore je určená vzťahom:
NOM
CR
V
2.I CRMS
VIN max
400
2.0,9726
R




 310.037V
2
2. . f 0 .CR
2
2 .133.103.15.10 9
(4.14)
Pri uvaţovaní rezervy 50% z maximálnej hodnoty prúdu v stave preťaţenia, je
maximálne napätie rovné:
VCMAX

R
VINMAX
I OCP
400
3



 439.452V
2
2. . f 0 .CR
2
2. .133.103.15.109
(4.15)
Návrh usmerňovača na sekundárnej strane meniča:
32
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
V navrhovanom meniči uvaţujem s aplikovaním transformátora s deleným
sekundárnym vinutím. V takomto zapojení je sú usmerňovacie diódy napäťové
namáhanie dvojnásobkom výstupného napätia UO:
U D  2(U 0  U F )  2(48  0,9)  97,8V
(4.16)
Efektívna hodnota prúdu diódou je daná ako:
I DRMS 

4
IO 

4
3  2,35 A
(4.17)
V usmerňovači budem pouţívať schottkyho diódy, pre ktoré majú malú hodnotu
úbytku napätia v priepustnom smere.
Zvlnenie prúdu na výstupnom kondenzátore môţeme charakterizovať veľkosťou
jeho efektívnej hodnoty:
  .I 
  .3 
  0   I 02  
  32  1,45 A
2 2
2 2
2
I
RMS
Co
2
(4.18)
Straty na ESR výstupného kondenzátora sú:


2
RMS
PCo  I Co
.RC  1,452.0,02  0.042W
(4.19)
Návrh transformátora:
Najhorší pracovný stav nastáva pre transformátor
pri minimálnej
spínacej frekvencii. Menič bude spínaní touto frekvenciou ak dôjde k poklesu
napájacieho napätia na jeho vstupe na minimálnu hodnotu. Veľkosť minimálnej
spínacej frekvencie môţeme odčítať z krivky M=f(fS) znázornej na obrázku 4.3.
33
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Obr. 4.3: Odčítanie min. fS z krivky M=f(f)
Pre hodnotu maximálneho zosilnenia MMAX = 1,34 som z krivky M=f(fS) odčítal
hodnotu minimálnej spínacej frekvencie fMIN = 94,7 kHz. Následne vypočítame
minimálny prierez jadra, ktorý bude postačovať pre bezproblémovú činnosť
transformátora pri tejto spínacej frekvencii. Výpočet minimálneho prierezu je moţné
previesť pouţitím nasledujúceho vzťahu:
S  25.
PW 
150
 25.
 2,79cm 2
f SW Hz
94700
(4.20)
Pre môj návrh transformátora som zvolil jadro ETD39/20/13 ktoré má dovolený
indukčný zdvih ΔB=0,4T a efektívny prierez Ae= 125mm2.
Na základe tých hodnôt sa vypočíta minimálny počet závitov primárneho vinutia:
N P min 
n.(VO  VF )
4,4.(48  0,9)

 20.65
2. f S min .B.M V . Ae 2.94,7.103.0,4.1,2.220.10 6
(4.21)
Počet sekundárnych závitov sa zvolí tak, aby počet závitov primárneho vinutia
nebol menší ako NPMIN. Potom platí:
N P  n.N S  4,4.5  22  N P min
z čoho NS=5
(4.22)
34
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Prúdovú hustotu pre medené vinutie s uvaţovaním skin-efektu pre spínaciu
frekvenciu
133 kHz som zvolil 4 A/mm2. Z tejto hodnoty môţeme vypočítať potrebný prierez
pre primárne vinutie:
S prim 
RMS
I Cr
0,9726

 0,243mm2
J
4
priemer je
d prim  2
S prim

2
0,243

(4.23)
 0,556mm2
(4.24)
Podobný postup sa vyuţíva aj pri určovaní prierezu sekundárneho vinutia, ale
veľkosť prúdu tečúceho sek. vinutím je daný efektívnou hodnotou prúdu diódou:
S sek 
I DRMS 2,35

 0,588mm2
J
4
priemer je
d sek  2
S sek

2
0,588

(4.25)
 0,865mm2
(4.26)
35
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
5 SIMULAČNÁ ANALÝZA VYBRANÉHO
OBVODU
Pre overenie funkčnosti návrhov vybraného zapojenia meniča som v tejto kapitole
realizoval simulačnú analýzu činnosti zapojenia v prostredí OrCAD Pspice v.15.7.
Simulačná analýza bola realizovaná ako PFC a LLC menič. Výsledky simulácie sú
potrebné na dimenzovanie súčiastok v meniči.
5.1 TVORBA SIMULAČNÉHO MODELU PFC ČASTI
Obr. 5.1: Simulačná schéma PFC časti a) hlavný obvod b)riadiaci obvod.
PFC časť je realizovaná topológiou zvyšovacieho meniča. Je napájaná sieťovým
napätím ~230V. Napájanie je realizované kniţničný prvok striedavého napäťového
zdroja. V obvode je realizovaná funkcia „soft-start“ ktorú reprezentuje odpor R10.
Výstupne napätie PFC časti je 400V čo je zároveň vstupným napájacím napätím pre
hlavnú časť LLC meniča. Na elimináciu zmien výstupného napätia je v obvode
zaradený riadiaci obvod, ktorého úlohou je vyregulovať neţiaduce zmeny a zaručiť
konštantnú hodnotu výstupného napätia. Riadiaci obvod sa skladá z prúdovej
a napäťovej riadiacej slučky.
Princíp napäťovej riadiacej slučky je zaloţený na
36
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
snímaní napätia na R4 cez odporový delič. Zosnímaná hodnota sa následne odčítava
s referenčnou hodnotou zdroja V3. Rozdiel hodnôt sa privádza na vstup PI regulátora.
Výstupná hodnota PI regulátora sa privádza do komparátora, kde sa porovnáva
s hodnotou úbytku napätia na odpore R9. Podľa výsledku porovnania sa následne
generujú spínacie impulzy tranzistora. Prúdová slučka pracuje na podobnom princípe
s tým ţe snímanou veličinou je prúd cievkou. Následne je táto hodnota prúdu
porovnaná s referenčnou hodnotou aby mal prúd poţadovaný sínusový tvar. Na (obr.
5.2 a obr. 5.3) je znázornený štart PFC časti a na (obr. 5.4 a 5.5) činnosť PFC
v ustálenom stave.
Obr. 5.2: Simulačné priebehy prúdu pri štarte PFC časti pri Uin=~230V,U0=400V
Obr. 5.3: Simulačné priebehy napätí pri štarte PFC časti pri Uin=~230V,U0=400V .
37
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Obr. 5.4: Priebehy prúdov v ustálenom stave PFC pri Uin=~230V,U0=400V
Obr. 5.5: Priebehy napätí v ustálenom stave PFC pri Uin=~230V,U0=400V
5.2 TVORBA SIMULAČNÉHO MODELU LLC MENIČA
5.2.1 Popis hlavného obvodu meniča
Obr. 5.6: Simulačná schéma hlavnej LLC časti
38
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Simulačná schéma hlavného obvodu meniča je znázornená na (obr. 5.6). Úlohou
hlavného obvodu meniča je prenášať energiu zo vstupných svoriek na výstupné.
Energia sa prenáša v spínanom reţime prostredníctvom striedavého spínania
výkonových tranzistorov SPP04N50C3_L0 ktoré tvoria vstupnú časť meniča.
Rezonančný obvod je pripojený medzi výkonové tranzistory a pozostáva z
Indukčnosti LR kondenzátora CR a indukčnosti L2. Magnetickú väzbu transformátora
medzi L2 a sekundárnym vinutým sme realizovali prvkom K_linear. Hodnota
sekundárneho vinutia bola vyrátaná v kapitole 4.
Ako uţ bolo spomínané výstupný usmerňovač je tvorený schottkyho diódami
pre ich dobré vlastnosti vďaka ich krátkemu javu záverného zotavenia. Hodnota
filtračného kondenzátora sa zvolí podľa aplikácie na ktorú je menič navrhovaný.
5.2.2 Popis riadiaceho obvodu meniča
Obr. 5.7: Simulačná schéma riadiaceho obvodu meniča
LLC menič je frekvenčne riadený menič preto základom riadiaceho obvodu je
VCO napäťovo riadený oscilátor.
Pri činnosti meniča môţu nastať neţiadúce prevádzkové stavy, ktoré je nutné
odstrániť vhodným regulačným zásahom v čo najkratšom čase. Základné sú zmena
vstupného napätia alebo kolísanie výstupného zaťaţenia. Menič bol navrhnutý tak aby
dokázal pracovať v rozsahu vstupných napätí 361V aţ 400 V, s výstupným napätím
50V, a s konštantným prúdom 3A. Regulácia je zaloţená na princípe impulzovofrekvenčnej modulácie (PFM), kedy sa mení frekvencia spínania výkonových
39
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
tranzistorov, ale doba zopnutia zostáva konštantná. Zmena spínacej frekvencie má
vyvolať zmenšenie impedancie rezonančného obvodu čím môţeme riadiť veľkosť
výstupného napätia.
Schéma riadiaceho obvodu je na (obr.5.7). Výstupné napätie meniča je snímané
odporovým deličom R25 – R26. Zosnímaná hodnota sa privádza do komparátora, kde
sa vykonáva porovnanie ak je hodnota výstupného napätia niţšia ako 50V, komparátor
rozopne tranzistor M3 a na napäťovo riadený oscilátor VCO je privedená hodnota
napätia odpovedajúca minimálnej spínacej frekvencii. Keď
napätie na výstupe
dosiahne hodnotu 50V, tranzistor M3 je zopnutý, čím na na VCO privedie hodnota
napätia odpovedajúca maximálnej spínacej frekvencii. Jedná sa o hysterézny typ
regulátora napätia. Na elimináciu počiatočných prúdových špičiek je v obvode
zaradená funkcia soft-start reprezentovaná zdrojom V9, ktorý po dobu 1 ms, dodáva
do VCO hodnotu napätia odpovedajúcu spínacej frekvencii podstatne vyššej ako je
rezonančná. Zvýšenie frekvencie spôsobí pokles zosilnenia a tým aj elimináciu
špičiek.
Súčasť riadiaceho obvodu je aj ochrana proti nad prúdu. Hodnota prúdu je snímaná
odporom R27 táto hodnota sa následne porovnáva v komparátore. Na základe
porovnania sa v prípade potreby privádza na VCO hodnota napätia odpovedajúca
zmene spínacej frekvencie. Pomery charakteristické pre napäťovú reguláciu sú
zobrazené na (obr. 5.8). „Štandardná prevádzka meniča je v bode 1, kedy je na vstupe
meniča napätie UIN = 400 V a na výstupe poţadovaných UO = 50 V. Hneď ako dôjde
k poklesu UIN na 361 V, poklesne aj napätie na výstupe, pretoţe menič nebude mať
dostatočne zosilnenia na udrţanie ţiadanej hodnoty. Keď nastane zníţenie spínacej
frekvencie (pracovný bod 2) zvýši sa zosilnenie rezonančného obvodu čo zaručí
dosiahnutie poţadovanej hodnoty na výstupe meniča“ (Frívaldský, 2009)
Obr. 5.8: Pomery počas regulácie napätia.
40
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Regulácia prúdu je znázornená na obr. 5.9. „Bez pouţitia regulácie by mohlo dôjsť
počas činnosti meniča k zmene výstupného napätia vplyvom zmeny zaťaţenia meniča.
To je spôsobené tým, ţe zosilňovacia charakteristika má pre rôzne hodnoty zaťaţenia
rozdielne hodnoty zosilnení. Predpokladajme, ţe menič pracuje v bode 1 (obr. 5.9)
a nastane nastane skokové zníţenie zaťaţenia, dôjde k zvýšeniu výstupného napätia.
Na udrţanie konštantnej poţadovanej hodnoty je potrebné zvýšením frekvencie
presunúť činnosť meniča do pracovného bodu 2 v ktorom má menič rovnaké
zosilnenie ako pri plnom zaťaţení.“ (Frívaldský, 2009)
Obr. 5.9: Pomery počas regulácie prúdu
5.2.3 Simulačné výsledky.
Simulačnou metódou som analyzoval činnosť LLC meniča pri štarte a následné v
ustálenom stave.
Obr. 5.10: Priebeh LLC meniča pri štarte Uin=400V.
41
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Obr. 5.11: Priebeh LLC meniča v ustálenom stave Uin=400V.
Obr. 5.12: Priebeh LLC meniča v ustálenom stave Uin=400V
42
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
6 NÁVRH FYZIKÁLNEHO MODELU
Pre realizáciu fyzikálneho modelu som zvolil topológiu PFC s LLC výstupnou
častou. Návrh parametrov potrebných pre realizáciu zvoleného meniča som realizoval
v kapitole 4. Na základe výpočtov a simulácii som nadimenzoval potrebné spínacie
prvky pre moţne pracovne stavy.
Ako riadiaci obvod som pouţil obvod PLC810PG – Hiper Family od
PowerIntegration. Vybral som si ho pre jeho vlastnosti:
- obsahuje lineárny regulátor napätia a obmedzovač prúdu,
- obsahuje funkciu „soft-start“
- obsahuje riadiacu logiku pre LLC menič
- riadenie pre vstupný PFC filter
.Nevýhoda tohto riadiaceho obvodu je maximálna spínacej frekvencie do 300 kHz.
čo mi neprekáţa nakoľko budem pracovať s fs= 133kHz.
Vstupné napätie ~230V
Výstupné napätie- 48V
Schéma zapojenia sa LLC meniča sa nachádza v Prílohe A. V obvode boli pouţité
okrem ochrán v riadiacom obvode ešte prepäťová a tepelná ochrana.
Napájací zdroj je skonštruovaný na jednostrannej doske plošného spoja (DPS).
Návrh DSP zo strany spojov je na obr. 6.1 pohľad zo strany súčiastok obr.6.2
43
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Obr. 6.1: Návrh DSP zo strany spojov.
Obr. 6.2: Návrh DSP zo strany súčiastok.
44
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
6.1 VÝSLEDKY MERANIA NA FYZ. MODELY
Po osadení DPS podľa schémy v prilohe1. Nasledovalo oţivenie a overenie
funkčnosti zapojenia v navrhovanom rozsahu vstupných napätí. Meranie prúdu bolo
realizované
kliešťovým
ampérmetrom.
Následné
merania
boli
realizované
osciloskopom. Osadená DPS je na obr.6.1
Obr. 6.3: Zrealizovaná fyzikálna vzorka meniča
Namerané hodnoty veličín: VIN=235V, IIN=0.768, VO=48V, IO=3.22A,
účinnosť zariadenia vypočítame:
.

P0
V I
48.3.22
.100%  0. O 
.100%  86%
PIN
VIN I IN 235.0.768
(6.1)
45
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Namerané hodnoty prúdov a napätí sú zapísané v Tab.6.1 a grafické znázornenie
závislosti účinnosti od vstupného výkonu.(graf.6.1)
Tab. 6.1 Namerané hodnoty
Uin (V)
Iin (A)
Uout (V)
Iout (A)
ucinnost (%) Pout (W)
235
0.298
48
0.7
0.48
33.6
235
0.324
48
0.84
0.53
40.32
235
0.362
48
1.06
0.60
50.88
235
0.406
48
1.28
0.64
61.44
235
0.44
48
1.44
0.67
69.12
235
0.474
48
1.62
0.70
77.76
235
0.52
48
1.86
0.73
89.28
235
0.552
48
2
0.74
96
235
0.598
48
2.24
0.77
107.52
235
0.646
48
2.48
0.78
119.04
235
0.688
48
2.68
0.80
128.64
235
0.716
48
2.82
0.80
135.36
235
0.754
48
3.08
0.83
147.84
235
0.768
48
3.22
0.86
154.56
236
0.84
48
3.48
0.84
167.04
Závislosť účinnosti od výstupného výkonu
0.90
0.85
0.80
ucinnost (%)
0.75
0.70
0.65
0.60
0.55
0.50
0.45
0.40
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
Výstupný výkon (W)
Graf. 6.1 Závislosť účinnosti od výstupného výkonu
46
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Obr. 6.4: Priebehy napájacieho napätia a prúdu pri 10% zaťažení zdroja
Obr. 6.5:Priebehy napájacieho napätia a prúdu pri 100% zaťažení zdroja
47
Ţilinská univerzita v Ţiline, Elektrotechnická fakulta, KME
Diplomová práca
Obr. 6.6: Zvlnenie výstupného napätia pri 100% zaťažení zdroja (150W)
48
7 ZÁVER
Vypracovaná diplomová práca pojednáva o návrhu spínaneho napájacíeho
zdrojov pre LED aplikácie. Realizoval som prehľad najčastejšie pouţívaných
topológií z výstupným výkonom do 200W. Kvôli zníţeniu spínacích strát a vysokej
účinnosti som svoj výber orientoval na mäkko spínane topológie tzv. rezonančné.
Na realizáciu hlavného obvodu napájacieho zdroja som zvolil LLC rezonančný
menič v spojení s PFC . Pre LLC topológiu som sa rozhodol na základe jej
výhodných vlastností ako je napríklad zosilnovacia charakteristika. Na reguláciu
prevádzkových porúch postačuje úzky frekvenčný rozsah. Vzuţítim spinania ZVS
predstavuje yvolená topol´gia ideálnu koncepciu pre aplikácie, v ktorých spínacie
straty sú viac dominantné ako vodivostné.
Správnosť návrhu bola následne overená simulačnou analýzou vybraného
zapojenia v simulačnom prostredí OrCAD. Simulačnou analýzou bola overená
výkonová a riadiaca časť obvodu PFC a LLC. Kedţe LLC je frekvenčne riadený
menič, riadenie LLC meniča bolo realizované prostredníctvom impulzovo-frekvenčnej
modulácie, kedy je šírka impulzu privedeného na spínač sa nemení a regulácia sa
vzkonáva zmenou spínacej frekvencie. Po odsimulovaní a overení správnosti
zapojenia LLC rez. meniča a PFC obvodu, som pristúpil k fyzickej realizácii funkčnej
vyorky vybraného zapojenia. Súčasťou realizácie fyzikálnej vyorkzy bol aj návrh
transformátora, ktorého návrh bol náročný, pretoţe jeho konštrukčné usporiadanie má
veľký vpliv na royptylovú indukčnosť transformátora. Poţadovaný pomer medzi Lr
a Lp som nastavil pomocou vyduchovej medzery. Po oţivení fyz. modelu som
meraním overil jeho parametre. Pri návrhu som zvolil účinnosť 93% a pri
nominálnom stave meniča som nameral hodnota 86%.
Diplomová práca mi priniesla nové poznatky z oblasti moderných riešení
napájacích zdrojov, na ktoré sú kladené čoraz prísnejšie poţiadavky vzhľadom na
neustály vývoj elektronicky napájaných zariadení. V tejto diplomovej práci som sa
podrobnejšie oboznámil s mäkko spínanými topológiami meničov.
Zoznam pouţitej literatúry
[1] MOHAN, N. – UNDERLAND, M. – ROBBINS, P.: POWER ELECTRONICS,
Converters, Applications and Design. JOHN WILEY & SONS, Inc.
[2] RASHID, H., MUHAMMAD: POWER ELECTRONICS HANDBOOK.
ACADEMIC PRESS, 2001
[3] Fairchild Semiconductor: Application Note-AN4151, 2007
[4] Fairchild Semiconductor: FSFR Series-Fairchild power switch (FPSTM), 2007
[5] YANG, BO: Topology Investigation for Front End DC/DC Power Conversion
for Distributed Power System- Dissertation, 2003
[6] LIU, YA: High Efficiency Optimization of LLC Resonant Converter for Wide
Load Range, 2007
[8] LORENZ, L. – DEBOY, G. – KNAPP, A.: COOLMOSTM- a new milestone in
high voltage Power MOS, Siemens AG
[9] KAMIL, MOHAMMAD: AN1114- Switch Mode Power Supply (SMPS)
Topologies (Part I), Microchip Technology Inc, 2007
[10] MAMMANO, R.: Resonant Mode Converter Topologies- Additional Topics,
Texas Instruments Incorporated, 2001
[11] www.alldatasheet.com
[12] www.fairchild.com
[13] FRÍVALDSKÝ, M: Experimentálna analýza komutačných procesov vo
výkonových tranzistorových štruktúrach, 2009
[14] Hammerbauer, Jiří: ELEKTRONICKÉ NAPÁJECÍ ZDROJ
A AKUMULÁTORY,1998
ČESTNÉ VYHLÁSENIE
Vyhlasujem, ţe som zadanú diplomovú prácu vypracoval
odborným vedením
samostatne, pod
vedúceho diplomovej práce Ing. Michal Frívaldský, PhD
a
pouţíval som len literatúru uvedenú v práci.
Súhlasím so zapoţičiavaním diplomovej práce.
V Ţiline dňa 6. 5. 2010
____________________
podpis
Prílohová časť
Zoznam príloh
Príloha 1..........................................................................................................................1
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
Príloha 1
1
Download

Návrh zdroja s výstupným výkonom 150W pre LED - KME