Žilinská univerzita v Žiline
Elektrotechnická fakulta
Katedra mechatroniky a elektroniky
NÁVRH POMOCNÉHO NAPÁJACIEHO ZDROJA
PRE SMPS S OHĽADOM NA JEHO MAXIMÁLNU
ÚČINNOSŤ
DIPLOMOVÁ PRÁCA
28260620112026
2011
Bc. Marek Valčo
ŽILINSKÁ UNIVERZITA V ŽILINE
ELEKTROTECHNICKÁ FAKULTA
KATEDRA MECHATRONIKY A ELEKTRONIKY
NÁVRH POMOCNÉHO NAPÁJACIEHO ZDROJA
PRE SMPS S OHĽADOM NA JEHO MAXIMÁLNU
ÚČINNOSŤ
DIPLOMOVÁ PRÁCA
28260620112026
Študijný odbor: 5.2.9 Elektrotechnika
Študijný program: Výkonové elektronické systémy
Vedúci diplomovej práce: Ing. Michal Frivaldský, Phd.
Konzultant: Ing. Radovan Ovcarčík, Phd.
Pracovisko konzultanta: Power-One s.r.o., Dubnica nad Váhom
Žilina 2011
Bc. Marek Valčo
Namiesto tejto strany vložiť zadanie záverečnej
práce!
Abstrakt
VALČO, Marek. Návrh pomocného napájacieho zdroja pre SMPS s ohľadom na jeho
maximálnu
účinnosť
[Diplomová
práca]
–
Žilinská
univerzita
v
Žiline,
Elektrotechnická fakulta, Katedra mechatroniky a elektroniky; - Vedúci diplomovej
práce: Ing. Michal Frivaldský, Phd.: KME EF ŽU, 2011, 55s.
Diplomová práca sa venuje návrhu spínaného meniča s výkonov 30W.
Spracováva výber vhodnej topológie hlavného obvodu meniča, cenovú analýzu
vybranej topológie. Ďalej analyzuje miesta kde vznikajú najvyššie straty, ich príčiny
a navrhuje opatrenia pre ich minimalizáciu. Poslednej časti sa venuje optimalizácii
meniča pre dosiahnutie jeho maximálnej účinnosti. Výsledky tejto optimalizácie sú
experimentálne overené na postavenom prototype meniča.
ŽILINSKÁ UNIVERZITA V ŽILINE, ELEKTROTECHNICKÁ FAKULTA
KATEDRA MECHATRONIKY A ELEKTRONIKY
ANOTAČNÝ ZÁZNAM – DIPLOMOVÁ PRÁCA
Meno a priezvisko: Bc. Marek Valčo
Akademický rok: 2010/2011
Názov práce: Návrh pomocného napájacieho zdroja pre SMPS s ohľadom na
jeho maximálnu účinnosť
Počet strán: 55
Počet obrázkov: 41
Počet tabuliek: 11
Počet grafov:2
Počet príloh: 2
Počet použ. lit.: 12
Anotácia v slovenskom jazyku:
Diplomová práca pojednáva o návrhu spínaného napájacieho zdroja s výkonom
30W, výbere vhodnej topológie a jej optimalizácii pre dosiahnutie čo najvyššej
účinnosti. Návrh je overený na zostrojenom prototype.
Anotácia v anglickom jazyku:
The diploma thesis deals with design of switched mode power supply in power
range up to 30W. Main goal is selection of proper topology and optimization of
converter to achieve the highest efficiency. Experimental results of optimization are
provided to verify achieved efficiency of the proposed converter.
Kľúčové slová:
Napájací zdroj, spínaný menič, kvázi rezonančný flyback menič, QRC flyback,
účinnosť
Vedúci diplomovej práce: Ing. Michal Frivaldský, Phd.
Konzultant: Ing. Radovan Ovcarčík, Phd.
Recenzent: __________________________
Dátum odovzdania práce: 02. mája 2010
Obsah
1
1.1.
1.2.
1.1.1
1.1.2
1.1.3
1.1.4
1.1.5
2
2.1
2.2
2.3
3
3.1
3.1.1
3.1.2
3.2
3.3
3.3.1
3.4
3.4.1
3.4.2
3.4.3
3.5
3.5.1
3.5.2
3.5.3
Úvod ............................................................................................................... 1
Prehľad súčasného stavu ................................................................................ 1
Súčasné topológie spínaných meničov. .......................................................... 1
Blokujúci menič s galvanickým oddelením (FLYBACK). ............................ 1
Priepustný menič s galvanickým oddelením (FORWARD). ......................... 2
Menič PUSH-PULL. ...................................................................................... 3
Polomostový menič (HALF-BRIDGE). ......................................................... 3
Mostový menič (FULL-BRIDGE). ................................................................ 4
Výber vhodnej topológie pre menič s výkonovým rozsahom do 30W. .... 5
Analýza vhodnosti existujúcich topológií. ..................................................... 5
Cenová analýza vybraných topológií. ............................................................ 6
Aplikačné oblasti flyback topológie ............................................................... 7
Teoretická analýza vybranej topológie. ..................................................... 8
Analýza flyback topológie.............................................................................. 8
Činnosť meniča. ............................................................................................. 8
Režimy činnosti meniča ............................................................................... 10
Rozšírenie flyback topológie. ....................................................................... 12
Kvázi rezonančný flyback menič. ................................................................ 13
Funkcia QRC. ............................................................................................... 13
Analýza strát v meniči. ................................................................................. 15
Straty v indukčných prvkoch........................................................................ 15
Straty v kapacitných prvkoch. ...................................................................... 20
Straty na spínacích prvkoch. ........................................................................ 22
Výber vhodných prvkov flyback meniča. .................................................... 26
Výber indukčných prvkov. ........................................................................... 26
Výber vhodného výstupného kondenzátora. ................................................ 34
Výber vhodných spínacích prvkov. .............................................................. 35
4
Výpočet flyback meniča. ............................................................................ 37
5
Optimalizácia účinnosti. ............................................................................ 45
5.1
5.2
5.3
6
6.1
6.2
7
Optimalizácia transformátora ....................................................................... 46
Optimalizácia spínacích prvkov. .................................................................. 48
Optimalizácia výstupných kondenzátorov. .................................................. 49
Overenie funkčnosti prototypu a meranie ............................................... 50
Meranie základných veličín. ........................................................................ 51
Meranie účinnosti. ........................................................................................ 53
Záver ............................................................................................................ 55
Zoznam obrázkov a tabuliek
Obr. 1.1: Zapojenie blokujúceho meniča. ...................................................................... 2
Obr. 1.2: Zapojenie priepustného meniča. ..................................................................... 2
Obr. 1.3: Zapojenie PUSH-PULL meniča. .................................................................... 3
Obr. 1.4: Zapojenie polomostového meniča. ................................................................. 4
Obr. 1.5: Zapojenie mostového meniča. ........................................................................ 4
Obr. 3.1. Schéma zapojenia flyback meniča s vyznačenými prúdmi a napätiami. ........ 8
Obr. 3.2. Priebehy základných veličín flyback meniča. ................................................. 9
Obr. 3.3. Priebeh prúdu spínačom a výstupnou diódou v režime CCM....................... 10
Obr. 3.4. Priebeh prúdu spínačom a výstupnou diódou v režime CRM....................... 11
Obr. 3.5. Priebeh prúdu spínačom a výstupnou diódou v režime DCM. ..................... 12
Obr. 3.6: Vznik strát pri spínaní. .................................................................................. 12
Obr. 3.7: K vysvetleniu činnosti QRC . ....................................................................... 14
Obr. 3.8: K vysvetleniu činnosti QRC. ........................................................................ 15
Obr. 3.9: Priebeh závislosti jednosmerných strát na veľkosti ...................................... 16
Obr. 3.10:Priebeh závislosti striedavých strát .............................................................. 18
Obr. 3.11: Stratový činiteľ ako funkcia frekvencie . .................................................... 19
Obr. 3.12: Závislosť merného stratového výkonu od magnetickej indukcie ............... 20
Obr. 3.13: Závislosť ESR a impedancie na frekvencii. ................................................ 21
Obr. 3.14: Priebeh strát na odpore ESR ....................................................................... 22
Obr. 3.15: Priebeh strát na MOSFET tranzistore. ........................................................ 23
Obr. 3.16: Priebeh závislosti spínacích strát na spínacej frekvencii. ........................... 23
Obr. 3.17: Priebeh závislosti spínacích strát na veľkosti striedy. ................................ 24
Obr. 3.18: Závislosť hradlových strát na spínacej frekvencii. ..................................... 24
Obr. 3.19: Závislosť vodivostných strát na zvlnení prúdu ........................................... 25
Obr. 3.20: Vznik reflektovaného napätia a jeho efekt na priebeh napätia Uds. ........... 28
Obr. 3.21: Ukážka prekladania vinutí. ......................................................................... 30
Obr. 3.22: Obmedzovanie veľkosti rozptylového toku umiestňovaním vinutia .......... 33
Obr. 4.1: Vývojový diagram ........................................................................................ 37
Obr. 4.2: Prierez transformátorom a spôsob uloženia vinutí........................................ 44
Obr. 5.1: Simulačná schéma v prostredí PSpice. ......................................................... 46
Obr. 5.2: Priebeh primárneho a sekundárneho prúdu................................................... 47
Obr. 5.3: Priebeh napätia na MOSFET tranzistore. ..................................................... 47
Obr. 6.1: Rozloženie súčiastok na DPS........................................................................ 50
Obr. 6.2: DPS ............................................................................................................... 50
Obr. 6.3: Priebeh napätia Uds na spínači, bez záťaže. ................................................. 51
Obr. 6.4: Priebeh napätia Uds na spínači, Iout1=1A .................................................... 51
Obr. 6.5: Priebeh napätia Uds na spínači, Iout1=2A.. .................................................. 52
Obr. 6.6: Priebeh prúdu spínačom, bez záťaže............................................................. 52
Obr. 6.7:Priebeh prúdu spínačom, Iout1=1A. .............................................................. 52
Obr. 6.8.Priebeh prúdu spínačom, Iout1=2A. .............................................................. 53
Obr. 6.9: Priebeh spínania meniča v Burst móde ......................................................... 54
Tab. 2.1: Výkonové rozdelenie jednotlivých topológií . ................................................ 5
Tab. 2.2: Porovnanie topológií Forward a Flyback. ....................................................... 6
Tab. 2.3: Cenové porovnanie vybraných topológií. ....................................................... 7
Tab. 4.1: Vstupné parametre meniča. ........................................................................... 38
Tab. 4.2: Parametre jadra . ........................................................................................... 40
Tab. 4.3: Vlastnosti vybraného materiálu . .................................................................. 41
Tab. 4.4: Tabuľka pre overenie maximálnej magnetickej indukcie. ............................ 41
Tab. 4.5: Normalizované priemery vodičov. ................................................................ 43
Tab. 5.1: Podmienky simulácie. ................................................................................... 45
Tab. 5.2: Parametre optimalizovaného transformátora. ............................................... 48
Tab. 5.3: Porovnanie vlastností rôznych obvodov. ...................................................... 49
Graf 6.1: Priebeh účinnosti pri Uin = 115V. ................................................................ 53
Graf 6.2: Priebeh účinnosti pri Uin = 400V. ................................................................ 54
Zoznam skratiek
Skratka Anglický význam
Slovenský význam
DPS
-
Doska plošných spojov
SMSP
Switched mode power supply Spínaný napájací zdroj
QRC
Quasi resonant converter
Kvázi rezonančný menič
ESR
Equivalent series rezistance
Ekvivalentný sériový odpor
FRED
Fast rectified epitaxial diode
Rýchla usmerňovacia dióda
SiC
Silicon carbide
Karbid kremíka
AC
Alternate current
Označenie striedavých veličín
DC
Direct current
Označenie jednosmerných veličín
AP
Area product
Veľkosť jadra
AWG
American wire gauge
Americká norma pre určovanie prierezov
drôtov
Zoznam symbolov
Symbol
Uo(n)
n
D
N(n)
Ui
EL
UIN
uLm1 (t)
Lm1
im1 (t)
Ipk
ton
UDS
URO
R
P(n)
RDC
I(AV)
ρ
l
µ0
µr
DPEN
I(AC)
I(RMS)
Jednotka
[V]
[-]
[-]
závitov
[V]
[W.s]
[V]
[V]
[H]
[A]
[A]
[s]
[V]
[V]
[Ω]
[W]
[Ω]
[A]
[Ω.m-1]
[m]
[-]
[-]
[m]
[A]
[A]
Popis
Výstupné napätie n-tého výstupu
Transformačný pomer
Strieda otvorenia
Počet závitov n-tého vinutia
Vstupné napätie
Akumulovaná energia
Vstupné napätie
Napätie na indukčnosti
Indukčnosť
Prúd indukčnosťou
Maximálna hodnota prúdu
Doba zopnutia
Napätie na spínači
Reflektované napätie
Ekvivalentný odpor
Stratový výkon rôzneho druhu
Jednosmerný odpor
Stredná hodnota prúdu
Merná rezistivita materiálu
dĺžka vodiča
Permitivita vákua
Relatívna permitivita
Hĺbka vniku
Striedavá časť prúdu
Efektívna hodnota prúdu
tanδm
[-]
Celkový stratový činiteľ bez vzduchovej medzery
tanδH
[-]
Hysterézny stratový činiteľ
tanδF
[-]
Frekvenčný stratový činiteľ
tanδR
[-]
Odporový stratový činiteľ,
ηB
[-]
wtfe
ESR
Xc
Q
fs
trise
Hystrézna konštanta materiálu
3
[m ]
[Ω]
[Ω]
[-]
[Hz]
[s]
Objem magnetického obvodu
Ekvivalentný sériový odpor
Kapacitná reaktancia
Činiteľ akosti cievky
Spínacia frekvencia
Doba nábehu
Coss
tfall
AL
Vdrv
Qg
RDS(ON)
RD
UREV
Irrm
trr
Uf(n)
Usd(n)
Scu
Dcu
J
lg
Ag
Bmax
le
a, b
Io(n)
[F]
[s]
[H.zav-1]
[V]
[C]
[Ω]
[Ω]
[V]
[A]
[s]
[V]
[V]
[mm2]
[mm]
[A.m-2]
[m]
[m2]
[T]
[m]
[m]
[A]
Výstupná kapacita
Doba dobehu
Indukčný faktor
Ovládacie napätie
Náboj hradla
Odpor MOSFET tranzistora
Dynamický odpor diódy
Záverné napätie diódy
Prúd záverného zotavenia
Čas záverného zotavenia
Pokles napätia na dióde v priamom smere
Záverné napätie na sekundárnych diódach
Prierez vodiča
Priemer vodiča
Prúdová hustota
Vzduchová medzera
Plocha jadra
Maximálna magnetická indukcia
Dĺžka siločiary
Rozmery jadra
Hodnoty výstupných prúdov
Co(n)
[F]
Kapacita výstupných kondenzátorov
Poďakovanie
Týmto chcem poďakovať Ing. Michalovi Frivaldskému, PhD a Ing. Radovanovi
Ovcarčíkovi, PhD za príkladné vedenie mojej diplomovej práce, za ich čas strávený
nad jej riešením a za ich cenné rady.
Ďalej chcem poďakovať spoločnosti PowerOne s.r.o., za možnosť pracovať na
riešení diplomovej práce v jej laboratóriách a taktiež pracovníkom návrhárskeho tímu
A za ich cenné rady a a postrehy.
ÚVOD
1 ÚVOD
1.1. PREHĽAD SÚČASNÉHO STAVU
V súčasnosti sa spínané výkonové polovodičové meniče dostávajú do popredia
hlavne v oblastiach ako telekomunikácie, čierna a biela technika, automobilový
priemysel atď. Oproti doteraz používaným lineárnym zdrojom majú lepšie vlastnosti
v širokej škále použitia. Hlavnými výhodami sú vysoká dosiahnuteľná účinnosť
(v súčasnosti až 96%) a miniaturizácia používaných komponentov. Tieto dve výhody
vo väčšine prípadov úplne zotierajú výhody lineárnych zdrojov akými sú malé EMI
emisie, malé zvlnenia výstupných veličín. Spínané zdroje majú aj svoje nevýhody ako
sú problémy pri riadení, vyššie EMI rušenia, zvlnené výstupné veličiny atď. Najväčší
tlak na používanie spínaných meničov však vytvára výsledná cena meniča, ktorá je
v svetovom meradle určujúcim faktorom.
1.2. SÚČASNÉ TOPOLÓGIE SPÍNANÝCH MENIČOV
V súčasnosti sa používa veľké množstvo topológií spínaných meničov. Avšak
všetky tieto topológie sú odvodené zo základných zapojení. V nasledujúcej časti budú
stručne opísané ich vlastnosti. Zameráme sa na topológie s galvanickým oddelením.
1.1.1 BLOKUJÚCI MENIČ S GALVANICKÝM
ODDELENÍM (FLYBACK)
Tento menič je odvodený z klasického neizolovaného zapojenia náhradou
induktora
transformátorom.
V tomto
prípade
to
však
nie
je
obyčajný
vysokofrekvenčný transformátor. Skôr by sa dal definovať ako induktor s viacerými
vinutiami, keďže jeho úlohou je uchovávať energiu.
Ďalšou dôležitou funkciou transformátora je galvanické oddelenie vstupnej časti
od výstupnej, kvôli dosiahnutiu potrebných bezpečnostných štandardov.
Výstupné napätie v závislosti na D je vyjadrené vzťahom:
=
.
=
. (1.1)
(1.2)
1
ÚVOD
Ui ... vstupné napätie [V],
Uo ... výstupné napätie [V],
D ... strieda otvorenia [-],
N1, N2 ... počty závitov primárneho a sekundárneho vinutia (závitov).
Obr. 1.1: Zapojenie blokujúceho meniča
1.1.2 PRIEPUSTNÝ MENIČ S GALVANICKÝM
ODDELENÍM (FORWARD)
Bol odvodený zo znižujúceho meniča. Transformátor v tomto prípade zastáva
funkciu klasického vysokofrekvenčného transformátora t.j. bez možnosti uchovávať
energiu.
Obr. 1.2: Zapojenie priepustného meniča
Výstupné napätie v závislosti na D je vyjadrené vzťahom:
= . . (1.3)
2
ÚVOD
1.1.3 MENIČ PUSH-PULL
PUSH-PULL menič je ďalším z derivátov znižujúceho meniča. Má symetrický
transformátor a dvojicu spínačov, ktoré striedavo pripínajú vstupné napätie na vinutia
transformátora.
Obr. 1.3: Zapojenie PUSH-PULL meniča
Maximálna strieda otvorenia u jedného spínača môže byť maximálne 50% aby sa
predišlo súčasnému otvoreniu oboch spínačov. Výstupné napätie v závislosti na D je
vyjadrené vzťahom:
= 2. . . (1.4)
1.1.4 POLOMOSTOVÝ MENIČ (HALF-BRIDGE)
Vstupné kondenzátory C1 a C2 vytvárajú napäťový delič, ktorý delí vstupné
napätie na polovicu. Spínače striedavo pripájajú polovičnú hodnotu napätia na
primárnu stranu transformátora. Napätie na vinutí preto dosiahne maximálnu hodnotu
rovnajúcu sa hodnote napájacieho napätia. Strieda otvorenia opäť nesmie presiahnuť
50%. Výhodou oproti PUSH-PULL meniču je okrem spomenutého napätia na
primárnej strane aj to, že kondenzátory blokujú akúkoľvek zložku DC prúdu. To slúži
ako ochrana pred saturáciou magnetického jadra transformátora.
Výstupné napätie v závislosti na D je opäť vyjadrené vzťahom:
= . . (1.5)
3
ÚVOD
Obr. 1.4: Zapojenie polomostového meniča
1.1.5 MOSTOVÝ MENIČ (FULL-BRIDGE)
U tohto meniča spínače S1 a S3 nahradili vstupný delič napätia. Avšak pri
činnosti sa vždy striedavo zapínajú dvojice S1, S4 a S2, S3. Na primárne vinutie
transformátora sa privádza obdĺžnikový signál s amplitúdou Ui. Riadiace obvody
spínačov musia mať oddelené zeme podobne ako u polomostového zapojenia.
Obr. 1.5: Zapojenie mostového meniča
Výstupné napätie v závislosti na D je opäť vyjadrené vzťahom:
= 2. . . (1.6)
4
VÝBER VHODNEJ TOPOLÓGIE PRE MENIČ S VÝKONOVÝM ROZSAHOM DO 30W
2 VÝBER VHODNEJ TOPOLÓGIE PRE MENIČ
S VÝKONOVÝM ROZSAHOM DO 30W
Výber vhodnej topológie je zložitý proces plný kompromisných riešení. Nikdy sa
nedá na 100% vyhovieť všetkým požiadavkám. Preto je potrebné porovnať ich
dôležitosť v procese návrhu meniča a urobiť výsledné kompromisné riešenie.
2.1 ANALÝZA VHODNOSTI EXISTUJÚCICH TOPOLÓGIÍ
Hlavným kritériom pri výbere vhodnej topológie je predpokladaný výstupný
výkon meniča. Od tohto parametra sa odvíjajú také parametre ako napr. zložitosť
zapojenia (počet použitých súčiastok), veľkosť zapojenia (rozmery DSP), cena
zapojenia atď. Preto je nutné vybrať vhodnú topológiu pre zvolené parametre meniča.
Tab. 2.1: Výkonové rozdelenie jednotlivých topológií (1)
Výkon /
0 – 100W,
0 – 100W,
200
400
1200
topológia
Io < 5A
Io > 5A
400W
1200W
3000W
●
-
-
-
-
●
-
-
-
-
●
●
-
-
-
●
●
●
-
-
Polomost
-
●
●
●
-
Most
-
-
-
●
-
-
-
-
●
●
Flyback
Flyback 2x
(1)
Forward
Forward 2x
ZVS most
(2)
(3)
1,2 – topológie s dvomi spínačmi.
3 – topológia s mäkkým spínaním pre redukciu spínacích strát.
Z tohto porovnania nám vyšli štyri vhodné topológie a to Flyback, Flyback 2x,
Forward a Forward 2x. Tabuľka (Tab. 2.1) predstavuje porovnanie základných
vlastností oboch vhodných topológií. Ako už bolo spomenuté, pri návrhu pomocných
napájacích meničov je požiadavka na čo najmenšiu zložitosť zapojenia (počet
súčiastok). Z porovnania jasne vyplýva, že najvhodnejšia topológia pre náš návrh je
flyback topológia.
5
VÝBER VHODNEJ TOPOLÓGIE PRE MENIČ S VÝKONOVÝM ROZSAHOM DO 30W
Tab. 2.2: Porovnanie topológií Forward a Flyback
Vlastnosti / Topológia
Forward
Flyback
väčší
menší
Vyhladzovacia tlmivka
potrebná
nepotrebná
Spätná dióda
potrebná
nepotrebná
bez vzduchovej medzery
so vzduchovou medzerou
Magnetická väzba počas
spínacích procesov
lepšia
horšia
Napäťové špičky počas
spínacích procesov
nižšie
vyššie
Amplitúdy prúdov v pomere
výstupnými prúdmi
nižšie
vyššie
Zaťaženie komponentov
pulzujúcim prúdom
nižšie
vyššie
jednoduchšie
zložitejšie
možné za určitých
podmienok
jednoduché
pomalšia
rýchla
Počet potrebných
komponentov
Magnetické jadro
Potláčanie EMI
Vytváranie viacerých
výstupov
Dynamika regulácie výstupov
2.2
CENOVÁ ANALÝZA VYBRANÝCH TOPOLÓGIÍ
Cena výrobku je v súčasnosti asi najdôležitejším parametrom na ktorý sa
potenciálny zákazník sústredí. Preto sa v súčasnosti výrobcovia snažia znižovať cenu
ich výrobkov rôznymi technikami. Vo výrobe je to napríklad zavedenie tzv. štíhlej
výroby (Lean manufacturing) atď. Pri vývoji nových výrobkov sa výrobcovia snažia
zbytočne neplytvať materiálom (napríklad predimenzované chladiče, polovodiče),
používať čo najviac už používaných súčiastok (nepoužije sa nový transformátor, ktorý
by musel prácne vyvíjaný a testovaný ale použije sa už používaný s prípadnou
modifikáciou) a pod. Všetky tieto a mnoho ďalších úkonov výrazne vplývajú na
výslednú cenu výrobku.
6
VÝBER VHODNEJ TOPOLÓGIE PRE MENIČ S VÝKONOVÝM ROZSAHOM DO 30W
Tab. 2.3: Cenové porovnanie vybraných topológií
Súčiastky /
Topológia
Druh/
počet
Flyback
Cena
Transformátor
Spínač
Dióda
Kondenzátor
Indukčnosť
Obyčajný
1x
1x
1x
0x
■
■
■
■
-
Druh/
počet
Obyčajný
2x
3x
1x
0x
■
+
++
■
-
3 vinutia
1x
3x
1x
1x
+
■
++
■
■
Obyčajný
2x
4x
1x
1x
■
+
++
■
■
Flyback
(2x)
Forward
Cena
Druh/
počet
Cena
Forward
(2x)
Druh/
počet
Cena
■ – rovnováha
- - cena klesá
2x – dvojspínačová topológia
+ - cena rastie
Ako vyplýva z tabuľky (Tab. 2.3) najlacnejším variantom je topológia flyback.
Preto sme sa rozhodli použiť v diplomovej práci práve túto topológiu.
Ďalším fenoménom výkonovej elektroniky je vývoj integrovaných obvodov
s riadiacou
logikou
a ochrannými
obvodmi
spolu
s výkonovým
spínačom
v spoločnom púzdre.
Pre konštrukciu SMPS je tak potrebne iba nepatrné množstvo externých
komponentov, najmä pasívnych. Pomocou týchto integrovaných obvodov je možné
výslednú cenu produktu výrazne znížiť aj v prípade, že samotný integrovaný obvod
má sám o sebe vyššiu cenu.
2.3
APLIKAČNÉ OBLASTI FLYBACK TOPOLÓGIE
Flyback menič sa používa u menej výkonných zdrojoch do 100W. Jednou
z výhod flyback meniča je aj možnosť zvyšovania výstupného napätia (podľa
transformačného pomeru). Preto sa často používa u napájacích zdrojov pre TV,
počítačových zdrojov atď. Pretože transformátor predstavuje indukčný akumulačný
člen, každý výstup potrebuje iba výstupnú diódu a kondenzátor pre vytvorenie
plnohodnotného výstupu meniča. Preto predstavuje atraktívnu voľbu ak potrebujeme
viacej nezávislých výstupov.
7
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
3 TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ
TOPOLÓGIE
Výsledkom kapitoly č. 2 je výber vhodnej topológie pre nami zvolený výkonový
rozsah. Ako je už zrejmé, je to topológia flyback hlavne pre svoju relatívnu
jednoduchosť a nízku cenu.
3.1
ANALÝZA FLYBACK TOPOLÓGIE
Kvôli požadovaným bezpečnostným štandardom (normy IEC 61558, EN 61558,
VDE 0570), musí mať menič galvanicky oddelený vstup od výstupu. Túto požiadavku
spĺňa flyback topológia s galvanickým oddelením. Pod označením flyback menič,
budeme v ďalšom texte rozumieť tento typ meniča.
3.1.1 ČINNOSŤ MENIČA
Vo
flyback
meniči
(Obr.
3.1)
sa
energia
akumuluje
v magnetickom
poli primárneho vinutia transformátora (TR) počas doby zopnutia ton spínača S1. Prúd
drainom spínača id(t) rastie až dosiahne svoju maximálnu hodnotu Idpk v čase ton. Tu
treba poznamenať, že transformátor u tohto typu meniča možno považovať skôr za
tlmivku s viacerými výstupnými vinutiami.
Obr. 3.1: Schéma zapojenia flyback meniča s vyznačenými prúdmi a napätiami
Počas tejto doby má napätie na spínači uds(t) hodnotu UIN. Energia uchovaná
v transformátore má hodnotu vyjadrenú vzťahom:
8
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
= . (3.1)
Napätie na indukčnosti primárneho vinutia Lm1 je definované vzťahom :
= = .
(3.2)
Z prechádzajúceho vzorca vieme vypočítať hodnotu primárnej indukčnosti
vzťahom:
. ≅
(3.3)
Obr. 3.2: Priebehy základných veličín flyback meniča
Na sekundárnom vinutí je počas doby ton napätie s hodnotou Uo avšak opačnej
polarity ako napätie primárnom vinutí. Preto je výstupná dióda počas tejto doby
záverne polarizovaná a nevedie prúd. Energia na výstupné svorky meniča je dodávaná
z výstupného kondenzátora C.
Keď je spínač vypnutý, počas doby toff, prúd primárnym vinutím netečie. Avšak
na sekundárnom vinutí sa zmení polarita napätia, výstupná dióda začne viesť a tečie
ňou prúd sekundárneho vinutia. Energia uchovaná v primárnej indukčnosti Lm1 sa
prenáša do výstupného kondenzátora a záťaže. Napätie na spínači uds(t) počas tejto
doby dosiahne hodnotu:
= + "#
"# = . (3.4)
(3.5)
9
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
kde n je transformačný pomer transformátora a Uo je výstupné napätie. Hodnota
napätia URO predstavuje hodnotu výstupného napätia prepočítanú na primárnu stranu
transformátora cez transformačný pomer.
3.1.2 REŽIMY ČINNOSTI MENIČA
Flyback menič môže pracovať v troch režimoch. Sú to CCM (spojitý), CRM (na
hranici spojitosti) a DCM (nespojitý) režim. To v akom režime činnosti pracuje menič
je definované priebehom prúdu indukčnosťou primárneho vinutia Lm1.
a) CCM režim:
Prúd primárnou indukčnosťou je superponovaný na jednosmernú zložku
prúdu (Obr. 3.3). Podmienka pre prácu meniča v CCM režime podľa (2):
Lm1 >
(.).(+)
.-
(3.6)
kde Lm1 je hodnota primárnej indukčnosti, R je ekvivalentný odpor záťaže a T
je perióda spínania.
Tento vzťah popisuje hodnotu minimálnej indukčnosti
ktorú musí mať primárne vinutie aby sa zabezpečil stanovený režim činnosti
Výhody režimu CCM sú menšia amplitúda prúdu spínačom Id(pk), menší
výstupný kondenzátor (prúd výstupnou diódou je menej zvlnený). Nevýhodou
predstavujú problémy so stabilizovaním spätnoväzobnej riadiacej slučky.
Obr. 3.3: Priebeh prúdu spínačom a výstupnou diódou v režime CCM
b) CRM režim:
Prúd výstupnou diódou stihne poklesnúť ma nulu ešte pred zopnutím
spínača (Obr. 3.4). Predstavuje hranicu medzi CCM a DCM režimom.
Podmienka pre prácu meniča v CRM režime podľa (2):
L=
(.).(+)
.-
(3.7)
10
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
Tento režim dovoľuje použitie mäkkých spínacích techník spínača,
vypínanie výstupnej diódy pri nulovom prúde a tým aj redukciu generovaných
EMI rušení.
Obr. 3.4. Priebeh prúdu spínačom a výstupnou diódou v režime CRM
c) DCM režim:
Počas spínania sa objavuje doba td , ktorá predstavuje dobu kedy netečie
prúd ani spínačom ani výstupnou diódou (Obr. 3.5). Podmienka pre prácu
meniča v DCM režime podľa (2):
L<
(.).(+)
.-
(3.8)
Z podmienky pre veľkosť primárnej indukčnosti vyplýva, že v DCM režime
má primárne vinutie nižšiu hodnotu indukčnosti ako v prípade CCM a CM
režimu . Transformátor preto môže mať menšie rozmery čo ovplyvňuje jeho
cenu. Kvôli tomu, že výstupný prúd má vyššie zvlnenie ako v CCM a CRM
režimoch, kladie tento režim vyššie nároky na výstupný kondenzátor, aby sa
zvlnenie výstupného napätia udržalo v stanovených hraniciach. Ďalej spôsobuje
slabú krížovú reguláciu (cross-regulation) medzi jednotlivými výstupnými
vinutiami pri multivýstupových transformátoroch. Kondenzátor
musí mať
veľmi nízke ESR (ekvivalentný sériový odpor) a musí odolávať vyšším
hodnotám zvlnenia výstupného prúdu. Stredná hodnota výstupného prúdu je
dodávaná do záťaže a striedavá zložka nabíja kondenzátor. Ak je táto striedavá
zložka veľmi vysoká (v DCM režime) kondenzátorom tečie veľký prúd. Pri
veľkej hodnote ESR na ňom vznikajú veľké straty, ktoré otepľujú kondenzátor
a skracujú tým životnosť kondenzátora. DCM režim však na druhej strane
ponúka lepšiu odozvu uzavretej regulačnej slučky a preto sa ľahšie stabilizuje
ako v prípade CCM režimu.
11
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
Obr. 3.5: Priebeh prúdu spínačom a výstupnou diódou v režime DCM
3.2
ROZŠÍRENIE FLYBACK TOPOLÓGIE
Pri riadení spínania meničov sa v súčasnosti využívajú dva druhy spínacích
techník, a to:
a) tvrdé spínanie (hard switching technique),
b) mäkké spínanie (soft switching technique).
Tvrdo spínané meniče sú meniče u ktorých nastáva prechod polovodičového
prvku z vodivého stavu do nevodivého a naopak pri nenulových hodnotách napätia
a prúdu na prvku (Obr. 3.6, a). Keďže stratový výkon je definovaný ako súčin napätia
a prúdu, takto vzniknuté straty nie sú zanedbateľné.
Za účelom zníženia spínacích strát sa začali využívať techniky mäkkého spínania.
Prechod polovodičového prvku z vodivého stavu do nevodivého nastáva pri nulových
hodnotách napätia a prúdu na prvku (Obr. 3.6, b).
Obr. 3.6: Vznik strát pri spínaní, a) tvrdé spínanie, b) mäkké spínanie
Medzi mäkké spínacie techniky patria:
a) spínanie pri nulovom prúde (ZCS),
b) spínanie pri nulovom napätí (ZVS),
c) použitie oboch techník (ZCVS).
Používaním mäkkých metód spínania (ZVS, ZCS) dokážeme vzniknuté spínacie
straty výrazne obmedziť, v niektorých prípadoch takmer vylúčiť. Aplikáciou techniky
12
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
ZVS do flyback topológie vzniká tzv. kvázi rezonančná topológia, kvázi rezonančný
flyback menič.
3.3
KVÁZI REZONANČNÝ FLYBACK MENIČ
V anglickej literatúre je známi aj pod skratkou QRC (quasi resonant converter).
QRC meniče sa začali používať z dôvodu dosiahnutia vyššej účinnosti aj v nízko
výkonných aplikáciách. Ako je spomenuté, tento menič je odvodený od klasickej
topológie flyback aplikovaním techniky ZVS. Avšak QRC menič má niektoré
vlastnosti odlišné oproti klasickému flyback meniču, napr. :
a) variabilnú spínaciu frekvenciu,
b) vždy pracuje blízko k hranici medzi DCM a CCM módom.
3.3.1 FUNKCIA QRC
Počas doby zopnutia tranzistora ton, je vstupné napätie pripojené na primárne
vinutie transformátora (Obr. 3.7), ktoré má indukčnosť Lm1. Prúd id(t) (prúd
tranzistorom) lineárne narastá až dosiahne hodnotu Idpk. Počas tejto doby indukčnosť
Lm1 akumuluje energiu.
Počas doby vypnutia toff sa na sekundárnej strane objaví napätie opačne
polarizované ako na primárnej strane a výstupná dióda začne viesť prúd. Energia
akumulovaná v primárnej indukčnosti sa transformuje na výstupné vinutie. Prúd
diódou ido(t) začne lineárne klesať z maximálnej hodnoty na nulu. Na spínači sa v tom
čase objaví napätie o veľkosti:
/ = + # . 0
1
(3.9)
Keď prúd ido(t) dosiahne nulovú hodnotu, napätie uds(t) začne oscilovať na
rezonančnej frekvencii (Obr. 3.7), ktorá je daná hodnotou indukčnosti Lm1
primárneho vinutia a hodnotou výstupnej kapacity Coss MOSFET tranzistora.
Amplitúda tohto kmitania má hodnotu Uro a je superponovaná na hodnotu vstupného
napätia UIN. Kvázi rezonančné spínanie je dosiahnuté zopnutím tranzistora v bode kde
má táto oscilácia napätia najnižšiu hodnotu. Vďaka tomuto je dosiahnuté výrazné
zníženie zapínacích strát.
13
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
Ako vidno na priebehu napätia uds(t), spínanie neprebieha za nulovej hodnoty
napätia UDS. Ak sa transformátor navrhne tak, že amplitúda napätie počas rezonancie
je vyššia ako hodnota UIN (zvýšením transformačného pomeru), dosiahneme pri
zapínaní nulovú hodnotu napätia UDS (mäkké spínanie ZVS). Tranzistor bude
zapínaný pri nulovej hodnote napätia a výstupná dióda vypína pri nulovej hodnote
prúdu. Takéto mäkké spínanie nielenže redukuje spínanie straty ale taktiež redukuje
EMI rušenie, ktoré vzniká komutovaním tranzistora a diódy.
Obr. 3.7: K vysvetleniu činnosti QRC (3)
Variabilná spínacia frekvencia je využitá z dôvodu riadenia výstupného prúdu na
konštantnú hodnotu (Obr. 3.8).
Strmosť nárastu priebehu prúdu spínačom je daná indukčnosťou primárneho
vinutia transformátora. Tá je závislá od veľkosti napájacieho napätia a maximálnej
hodnoty prúdu spínačom Id(pk) (vzťah 3.3) . Nakoľko je indukčnosť nemenná je aj
strmosť nárastu prúdu konštantná.
Ak sa zmení hodnota prúdu Id(pk) (závislý na hodnote výstupného prúdu) je
evidentné, že sa musia zmeniť aj doby ton a toff a tým pádom aj spínacia frekvencia. So
zvyšujúcou sa hodnotou vstupného napätia meniča sa jeho spínacia frekvencia
zvyšuje, so zvyšujúcou sa hodnotou výstupného prúdu sa spínacia frekvencia znižuje.
14
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
Obr. 3.8: K vysvetleniu činnosti QRC
Najväčšou nevýhodou QRC je to, že pri nízkom zaťažení môže spínacia
frekvencia dosiahnuť veľmi vysoké hodnoty (vysoké spínacie straty). Preto
výrobcovia tento Nedostatok obmedzujú fixným nastavením maximálnej spínacej
frekvencie.
3.4
ANALÝZA STRÁT V MENIČI
V súčasnosti nie sme schopní vyrobiť ideálne polovodičové súčiastky na ktorých
by nevznikali straty. Preto sme nútení vykonávať podrobné analýzy podmienok za
ktorých vznikajú tieto straty a tým eliminovať ich vznik. Aktuálna hodnota účinnosti
napájacích zdrojov sa pohybuje okolo hodnoty 96%. So zvyšujúcim sa výkonom
meniča sme schopný dosiahnuť účinnosť až 98% (pri výkone stoviek až tisícok kW).
So zvyšujúcim sa tlakom na zvyšovanie účinností však rastie aj tlak na znižovanie
výsledných cien, čo je v konečnom dôsledku protichodná požiadavka. Účinnosť je
preto kompromisom medzi týmito dvoma požiadavkami. Je veľmi dôležité urobiť
podrobnú analýzu strát, ktoré vznikajú na jednotlivých komponentoch meniča.
3.4.1 STRATY V INDUKČNÝCH PRVKOCH
V závislosti od topológie môže mať menič rôzny počet indukčných prvkov a to
buď tlmiviek alebo transformátorov. U flyback meniča s galvanickým oddelením
používame vysokofrekvenčný transformátor na oddelenie výstupu od vstupu meniča.
Pri prísnych podmienkach na zvlnenie výstupných veličín je možné použiť aj
výstupný LC filter.
Straty vznikajúce vo vysokofrekvenčnom transformátore môžeme rozdeliť do
dvoch základných kategórií, a to:
15
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
a) straty vo vinutiach transformátora,
b) straty v magnetickom obvode transformátora.
STRATY VO VINUTÍ TRANSFORMÁTORA:
Vo vinutiach transformátora vznikajú straty jednosmerné (DC) a
straty
zapríčinené elektrickým povrchovým javom (tzv. proximity efekt), skin efektom, inak
povedané striedavé (AC) straty.
- JEDNOSMERNÉ STRATY P(DC)
Jednosmerné straty vznikajú vo vinutiach transformátora na odpore vodičov
vinutí. Sú popísané vzťahom:
P34 = R 34 . I(78)
R 34 = ρ.
:
;
(3.10)
(3.11)
Rdc ... odpor vinutia [Ω],
ρ ... merný odpor [Ω.m-1],
l ... dĺžka vinutia [m],
S ... prierez vodiča [m2],
I(av) ... stredná hodnota prúdu prechádzajúceho vinutím [A].
Obr. 3.9: Priebeh závislosti jednosmerných strát na veľkosti I(av)
Ako vyplýva zo vzťahu (vzťah 3.10), jednosmerné straty sú exponenciálne
závislé na strednej hodnote prúdu tečúceho vinutím. To isté platí aj pre závislosť
strát na veľkosti striedy D.
<= = >= . ?
@A .
B
(3.12)
16
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
-
STRIEDAVÉ STRATY P(AC)
Striedavé straty sú spôsobené hlavne skin efektom. Prúd tečúci vodičom je
pri vysokých frekvenciách vytláčaný z objemu materiálu smerom k jeho
povrchu. Týmto sa zvyšuje hodnota odporu vodiča (menší prierez znamená
zvýšenie odporu), ktorý sa označuje ako RAC. Hĺbka penetrácie DPEN (hĺbka
vniku) prúdu do vodiča je závislá najmä na frekvencii prúdu. Podľa (4), hodnotu
hĺbky vniku vyjadruje vzťah :
F
CD = E
G. μI μJ . K
(3.13)
µ0 … permeabilita vákua [-],
µr … relatívna permeabilita [-],
f … spínacia frekvencia [Hz].
Pre meď pri teplote 100°C, je rezistivita medi ρcu = 2,3.10-8 Ω.m-1 a
µr = 1. Preto je možné vzťah 3.13 upraviť do tvaru:
CD =
L,N
OP
(3.14)
Z hrúbky vodiča h (efektívnej hrúbky vrstvy) a DPEN vypočítame ich pomer:
Q=
R
0ST
(3.15)
Pomocou tohto pomeru vieme odčítať z Dowelových kriviek (4) hodnotu
pomerného činiteľa RAC/RDC. Hodnotu tohto činiteľa doplníme do vzťahu:
>U=
>U= = V W . >=
>=
(3.16)
Výsledné striedavé straty vyjadruje vzťah:
<U= = >U= . U=
− UY
U= = OJ
(3.17)
(3.18)
17
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
Obr. 3.10: Priebeh závislosti striedavých strát Pac na prúde I(AC)
I(AC) predstavuje striedavú zložku prúdu vinutím. Čím vyššia je hodnota
odporu Rac (tým pádom aj hodnota spínacej frekvencie), tým sú straty vyššie.
Ako vyplýva zo vzťahu, závislosť striedavých strát na hodnote I(AC) je
exponenciálna (Obr. 3.10).
STRATY V MAGNETICKOM OBVODE
Tieto straty sú spôsobené vírivými prúdmi, ktoré sa indukujú do magnetického
obvodu transformátora. Ich vplyv je obmedzovaný rezistivitou magnetického
materiálu. Ďalej sú vysoko závislé na spínacej frekvencii na sýtení jadra (Obr. 3.12)
a na veľkosti vzduchovej medzery. U vysokofrekvenčných transformátorov sa pre
magnetické obvody používajú feritové materiály s rezistivitou v rozsahu ρfer = 1.102 až
1.108 [Ω.cm]. Straty v magnetickom jadre môžu byť podľa (5) rozdelené do troch
častí a to:
-
hysterézne straty,
-
straty vírivými prúdmi,
-
straty na odpore materiálu.
Z toho vyplýva vzťah (reprezentuje stratový činiteľ materiálu):
Z
[ = Z
[\ + Z
[] + Z
["
(3.19)
tanδm ... celkový stratový činiteľ bez vzduchovej medzery, (-),
tanδH ... hysterézny stratový činiteľ, (-),
tanδF ... frekvenčný stratový činiteľ, (-),
tanδR ... odporový stratový činiteľ, (-).
18
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
Obr. 3.11: Stratový činiteľ ako funkcia frekvencie (5)
Hysterézne straty zanikajú pri nízkych hodnotách magnetického poľa. Straty
vírivými prúdmi rastú s rastúcou frekvenciou a sú zanedbateľné pri nízkych
frekvenciách. Po úpravách vzťahu (vzťah 3.19) dostaneme výsledný vzťah pre
magnetické jadro so vzduchovou medzerou:
Z
[^ =
_U`a
bc
. de
(3.20)
tanδg ... stratový činiteľ pre jadro s medzerou [-].
Tento vzťah (vzťah 3.20) však nezahŕňa hysterézny stratový činiteľ. Ten je
definovaný vzťahom:
_U`a
bf
= gh . i
(3.21)
ηB predstavuje hystréznu konštantu materiálu definovanú ako:
gh =
∆_U`a
bf .∆h
(3.22)
∆B ... zmena magnetickej indukcie [T].
Výrobca však neurčuje straty pomocou stratových činiteľov ale ako merný
stratový výkon v použitom materiále. Preto výsledné straty definujeme vzťahom:
<Pe = <Y . k_Pe
(3.23)
19
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
Pfe ... výsledné straty v jadre [W],
Pv ... merný stratový výkon použitého materiálu [W.m3],
wtfe ... objem magnetického obvodu [m3].
Obr. 3.12: Závislosť merného stratového výkonu od magnetickej indukcie pri
vybraných frekvenciách (5)
3.4.2 STRATY V KAPACITNÝCH PRVKOCH
Kapacitné prvky vo výkonovom obvode flyback topológie predstavuje výstupný
filtračný kondenzátor. Na ňom vznikajú najväčšie straty. V riadiacich a ochranných
štruktúrach majú taktiež časté zastúpenie ale v týchto prípadoch ide o úpravu signálov
takže straty, ktoré na nich vznikajú sú zanedbateľné.
V závislosti od použitej topológie je aj namáhanie filtračných kondenzátorov
rôzne. Napr. v prípade buck meniča pracujúceho v CCM režime je jeho namáhanie
malé lebo zvlnenie prúdu sekundárnym vinutím a vyhladzovacou tlmivkou je malé.
Tým pádom do kondenzátora tečie malý nabíjací prúd, ktorý nevyvoláva na ESR
odpore veľké straty.
U flyback meniča je to rozdielne. Aj v CCM režime má výstupný prúd oproti
buck meniču veľké zvlnenie. Celá striedavá časť tohto prúdu tečie týmto
kondenzátorom a na ESR
vznikajú pomerne veľké straty. Preto je hlavnou
požiadavkou pri výbere výstupného kondenzátora práve čo najnižšia hodnota ESR.
Kondenzátory s vhodnými hodnotami ESR bývajú veľmi drahé, preto je možné použiť
aj paralelné zapojenie viacerých kondenzátorom, čím sa zmenší výsledná hodnota.
ESR predstavuje sumu všetkých odporov, ktoré sú prítomné v kondenzátore a to:
20
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
a) odpor dielektrika Rsd,
b) odpor kovu Rsm .
l> = >
+>
(3.24)
Elektrický odpor dielektrika je špecifikovaný použitým materiálom dielektrika.
Odpor kovu je špecifikovaný použitými vodivými materiálmi v konštrukcii
kondenzátora. Veľkosť odporu ESR je však závislá aj na frekvencii (Obr. 3.13) podľa
vzťahu (6):
l> =
mn
o
= opPq
(3.25)
Obr. 3.13: Závislosť ESR a impedancie na frekvencii (5)
Je zjavné, že hodnota ESR je nepriamo závislá na frekvencii v oblasti nižších
frekvencií. Prevládajú tu Joulove straty. V oblasti vyšších frekvencií (napr. 1MHz a
viac) sa mení charakter strát a začínajú dominovať dielektrické straty (mení sa
závislosť strát na frekvencii). To sa prejaví aj na priebehu ESR.
Straty na ESR odpore (Obr. 3.14) vo všeobecnosti vyjadruje vzťah:
<D/" = l>. J
(3.26)
Z tvaru prúdu výstupnou diódou flyback meniča vieme, že záťažou prechádza iba
jednosmerná zložka prúdu a kondenzátorom prechádza iba striedavá časť prúdu. Preto
môžeme vzťah prepísať do formy:
<D/" = l>. U=
(3.27)
21
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
− UY
U= = OJ
(3.28)
Obr. 3.14: Priebeh strát na odpore ESR v závislosti na hodnote striedavej časti
prúdu.
Taktiež sa straty na ESR sa dajú odvodiť v závislosti na striede D:
<D/" = r
@A
s
. . l>
(3.29)
3.4.3 STRATY NA SPÍNACÍCH PRVKOCH
Medzi spínacie prvky používané v meničoch vo výkonovej kategórii (do 1kW)
patria diódy a tranzistory. U výkonnejších zapojeniach sa používajú aj tyristory. To
aké typy tranzistorov sa použijú záleží na viacerých podmienkach ako je samotný
výkon meniča, spínacia frekvencia, napäťové a prúdové namáhanie prvkov
a v neposlednom rade aj samotná cena súčiastok. V súčasnosti sa preferujú najmä
MOSFET tranzistory. Preferujú sa pre svoje veľmi dobré dynamické vlastnosti
(umožňujú využívanie vysokých spínacích frekvencií), jednoduchšie budiace obvody
(sú ovládané elektrickým napätím) atď. Z diód sa preferujú rýchle spínacie diódy ako
sú FRED, UltraFast či Schottkyho diódy. Taktiež sa začínajú používať aj
polovodičové štruktúry postavené na základe karbidu kremíka (SiC). Tieto štruktúry
majú
oproti
štandardným
kremíkovým
typom
lepšie statické
a dynamické
charakteristiky, pracujú pri vyšších teplotách, znesú vyššie napäťové namáhania atď.
STRATY NA MOSFET TRANZISTOROCH
Celkové straty vznikajúce na MOSFET tranzistoroch sa dajú rozdeliť do troch
skupín (Obr. 3.15):
a) spínacie straty (PSW),
b) straty na hradle (PQ),
c) vodivostné straty (PCON).
22
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
Obr. 3.15: Priebeh strát na MOSFET tranzistore
Celkové straty (Ptot) v MOSFET štruktúre môžeme vyjadriť vzťahom:
<__ = < t + <= + <u
(3.30)
a) Spínacie straty:
Spínacie straty (PSW) je možné rozdeliť na:
- zapínacie (PON),
- vypínacie straty (POFF).
Tieto straty sú závislé na spínacej frekvencii, napätí UDS, čase trise (čas, za
ktorý sa tranzistor plne otvorí), čase tfall (čas, za ktorý sa tranzistor úplne
uzavrie), na veľkosti výstupnej kapacity Coss (kapacita medzi drain a source),
na maximálnej hodnote prúdu tranzistorom Idpk a na spínacej frekvencii fS.
< t = < + <PP
<# = . / . K . . J
<#]] =
e
(3.31)
+
. v . /
.K
. / . . K . PUww
(3.32)
(3.33)
Závislosť spínacích strát na frekvencii: Ako vyplýva z uvedených
vzťahov, zvyšovaním spínacej frekvencie sa priamo úmerne zvyšujú aj
spínacie straty (Obr. 3.16).
Obr. 3.16: Priebeh závislosti spínacích strát na spínacej frekvencii
23
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
Závislosť spínacích strát na veľkosti striedy: Závislosť spínacích strát na
veľkosti striedy (Obr. 3.17) vyplýva z nasledujúceho vzťahu:
=
z = x y
x y
(3.34)
Obr. 3.17: Priebeh závislosti spínacích strát na veľkosti striedy
b) Straty na hradle:
Vznikajú na hradlovej kapacite tranzistora a súvisia s potrebou nabíjania
tejto kapacity (Qg) pri každom zapnutí tranzistorovej štruktúry napätím Udrv
(zapínacie napätie tranzistora).
<u = JY . Q^ . K
(3.35)
Straty vznikajúce na kapacite hradla sú priamo závislé na spínacej
frekvencii (Obr. 3.18).
Obr. 3.18: Závislosť hradlových strát na spínacej frekvencii
c) Vodivostné straty:
Vodivostné straty (PCON) sú závislé na efektívnej hodnote prúdu
(Obr. 3.19), ktorý preteká tranzistorovou štruktúrou a odporom RDS(ON) danej
štruktúry. Keďže veľkosť odporu RDS(ON) štruktúry, je závislá na teplote (so
zvyšujúcou sa teplotou rastie hodnota odporu) sú aj tieto straty závislé na
24
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
teplote. Tento efekt (kladný súčiniteľ odporu) sa s výhodou využíva pri
paralelnom radení MOSFET tranzistorov.
<q# = J
. >
(#)
(3.36)
Závislosť vodivostných strát na zvlnení prúdu tranzistorom: Závislosť
vodivostných strát na veľkosti zvlnenia (maximálnej hodnoty Ipk) je jasná zo
vzťahu:
<= = r
@A
s
. . >
(#)
(3.37)
Obr. 3.19: Závislosť vodivostných strát na zvlnení prúdu Id
STRATY NA DIÓDACH
Straty na diódach vznikajú podobne ako na tranzistoroch pri zapínaní, vypínaní
a po zapnutí (vodivostné straty). Z praktických dôvodov sa však zapínacie straty
zanedbávajú. V závislosti na výkone a druhu diódy (PIN, FRED, UltraFast, Schottky)
sa môžu zanedbať aj vypínacie straty. Nové druhy schottkyho diód majú záverný
zotavovací prúd v µA a zotavovacie časy kratšie ako <10ns. Avšak u ostatných
druhoch diód sa berú v do úvahy aj vypínacie straty. Ako je spomenuté, na diódach
rozlišujeme dva druhy strát, a to:
a) vodivostné (PCON):
Vodivostné straty sú vyjadrené vzťahom:
b) vypínacie (POFF):
<= = P . P({|) + > . P(J
)
(3.38)
Vypínacie straty sú vyjadrené vzťahom:
1
<PP = . "D| . JJ . JJ . K
2
(3.39)
25
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
If(AV) ... stredná hodnota prúdu diódou [A],
RD ... dynamický odpor diódy [Ω],
Irrm ... zotavovací prúd diódy [A],
trr ... zotavovací čas diódy [s].
3.5
VÝBER VHODNÝCH PRVKOV FLYBACK MENIČA
Návrh meniča je veľmi komplikovaná procedúra pri ktorej treba brať do úvahy
veľa faktorov, ktoré vplývajú na návrh, ako sú rôzne parazitné prvky, nedokonalosti
existujúcich súčiastok, vplyv teploty atď. V ďalšom texte si tieto vplyvy podrobne
rozoberieme.
3.5.1 VÝBER INDUKČNÝCH PRVKOV
Základnou funkciou indukčných prvkov v meničových topológiách je uchovávať
energiu z elektrického obvodu v magnetickom poli po určenú dobu a vracať ju späť
s minimálnymi stratami do obvodu. Návrh transformátora pre flyback menič
ovplyvňuje veľký počet často protichodných požiadaviek. Preto sa pri návrhu
transformátora pristupuje k rôznym kompromisom. Jednou zo základných podmienok
pri návrhu je stanovenie pracovného režimu meniča. Ako je už vyššie spomenuté,
poznáme základné režimy činnosti a to CCM, CRM a DCM režim. O tom v akom
režime bude menič pracovať závisí na hodnote indukčnosti primárneho vinutia
transformátora.
Medzi najdôležitejšie limitujúce faktory pri návrhu transformátorov patria:
a) oteplenie transformátora,
b) účinnosť transformátora (v závislosti na stratách v magnetickom jadre),
c) saturácia jadra (presýtenie).
Väčšina flyback meničov pracuje v DCM režime (alebo CRM) pretože potrebná
indukčnosť
primárneho
vinutia
je
menšia
(menšie
rozmery
výsledného
transformátora) avšak vzniká väčšie zvlnenie prúdu. Výsledná veľká zmena
magnetického toku spôsobí vysoké straty v magnetickom jadre. Straty v jadre sa preto
stávajú hlavným limitujúcim faktorom a teda núti konštruktéra využiť väčšie rozmery
jadra ako sa predpokladalo.
Súčasťou
indukčnosti
primárneho
vinutia
je magnetizačná
a rozptylová
indukčnosť. Rozptylová indukčnosť vzniká tým, že primárne a sekundárne vinutie nie
26
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
sú dokonale magneticky zviazané. Existujúci rozdiel tak predstavuje rozptylovú
indukčnosť. Je veľmi dôležité navrhnúť transformátor s čo najmenšou možnou
rozptylovou indukčnosťou pretože táto indukčnosť znižuje účinnosť transformátora
a spôsobuje vysoké napäťové špičky, ktoré sa objavujú pri vypínaní spínačov. Je
možné si ju predstaviť ako časť energie uchovanej v transformátore, ktorá sa
netransformuje na sekundárne vinutie a do záťaže. Táto energia preto musí byť
rozptýlená na primárnej strane pomocou externého obmedzovacieho (snubber)
obvodu. Základné kritériá, ktoré definujú potrebnú hodnotu primárnej indukčnosti sú :
a) zabezpečenie vhodného režimu činnosti v celom záťažovom rozsahu:
-
menič nesmie zmeniť režim činnosti v celom zaťažovacom pásme.
b) dosiahnutie maximálneho povoleného zvlnenie prúdu:
-
kalkulácia hodnoty primárnej indukčnosti na základe požadovaného
zvlnenia sekundárneho prúdu.
Akákoľvek zmena hodnoty primárnej indukčnosti vedie k zmene vlastností
transformátora a to:
a) pri zvýšení indukčnosti:
- nižšie zvlnenie primárneho a sekundárneho prúdu,
- menšie AC straty transformátora,
- vyšší počet závitov (väčší transformátor),
- vyššia hodnota rozptylovej indukčnosti.
b) zníženie hodnoty indukčnosti:
- menší transformátor,
- dosiahnutie DCM režimu činnosti,
- vyššie prúdové špičky (zvlnenie prúdu).
Ak chceme definovať hodnotu indukčnosti primárneho vinutia, musíme v prvom
rade poznať hodnotu výstupného napätia regulovaného výstupu meniča a hodnotu
napätia, ktoré sa objaví na svorkách primárneho vinutia počas doby toff spínača. Toto
napätie sa nazýva reflektované napätie (URO). Zvyšovaním hodnoty URO sú
redukované kapacitné spínacie straty a vodivostné straty MOSFET tranzistora. Toto
však zvyšuje napäťové namáhanie. Preto je hodnota URO kompromisom medzi
účinnosťou a maximálnym napätím spínača. Typický rozsah napätia URO je 100 –
27
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
180V. Potom hodnota predstavuje Udsnom 70~90% z hodnoty maximálneho záverného
napätia spínača. Hodnota Udsnom je daná ako:
U}
+ "#
= (3.40)
Ak poznáme hodnotu napätia URO a výstupného napätia, môžeme určiť hodnotu
striedy DMAX. Tú môžeme vypočítať alebo stanoviť podľa vlastného odhadu.
~{m =
"#
~
"# + (3.41)
Obr. 3.20: Vznik reflektovaného napätia a jeho efekt na priebeh napätia Uds (3)
Z už určených veličín môžeme vypočítať hodnotu indukčnosti primárneho
vinutia. Odvodíme ju zo základného vzorca pre výpočet napätia na indukčnosti:
= .
w
(3.42)
Zavedieme úvahu, že:
uLm1 ~ UIN,
dt ~ ton ,
diLm1~~ Idpk,
Potom môžeme hodnotu LM1 vyjadriť vzťahom:
=
. (3.43)
28
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
Keďže ale hodnotu Idpk v tomto kroku nepoznáme, musíme vzťah upraviť.
=
. =
. . z
.
=
UY
2. <
2. .K
. . K
=
( . )
2. < . K
(3.44)
(3.45)
Pomocou nasledujúceho vzťahu podľa (4) určíme počet závitov primárneho
vinutia:
x = r
a
{
(3.46)
Ďalej určíme prevod transformátora ako :
=
"#
+ P
(3.47)
Pomocou prevodu transformátora a ďalších známych hodnôt (3) určíme počet
závitov sekundárnych vinutí:
x/ =
x/() =
xC
(3.48)
() + P()
. x/
+ P
(3.49)
Maximálne záverné napätie, ktoré sa objaví na dióde je definované podľa (3) ako:
()
U}
. €() + P() 
= () +
"#
(3.50)
UO1 ... napätie hlavného sekundárneho výstupu [V],
NS1 ... počet závitov hlavného sekundárneho výstupu [závitov],
NS(n) ... počty závitov ďalších sekundárnych vinutí [závitov],
Uf1 ... pokles napätia na výstupnej dióde v vodivom smere [V].
Vyjadrením maximálnej hodnoty prúdu zo vzťahu (vzťah 3.42) dostaneme vzťah:
=
acƒ
‚cƒ
._„ƒ
a
(3.51)
Efektívnu a strednú hodnotu potom dostaneme úpravou tohto vzťahu:
J = r
a…†
s
. (3.52)
29
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
a…†
UY =
. (3.53)
Špičkovú hodnotu prúdu tečúceho sekundárnym vinutím popisuje vzťah:
0
= V . 1(ƒ)
W . ‡()
(3.54)
Pre meniče s viacerými výstupmi definujeme aj parameter KL(n) (load occupying
factor), ktorý je definovaný podľa (3) ako:
‡() =
Cˆ‰Š(ƒ)
Cˆ‰Š
(3.55)
Ak máme určené hodnoty prúdov jednotlivými vinutiami, môžeme vypočítať
prierezy a priemery vodičov potrebných pre navíjanie vinutí. Hodnota prierezu
a priemeru vodiča sa stanoví na základe vzťahov:
l=‹ =
Œa
Ž
=‹ = r
J ... prúdová hustota [A/m2].
./‘
p
(3.56)
(3.57)
Pri návrhu transformátora hraje veľkú rolu aj rozloženie vinutí. Vhodným
rozložením vinutí je možné výrazne obmedziť vznik rozptylových indukčností a tým
aj vznikajúcich napäťových špičiek.
Najčastejším spôsobom vinutia transformátora je použitie tzv. Interleaved
winding technique – prekladanie vinutí. Znamená to, že sa vinutie rozdelí na polovicu,
prípadne viacero častí a medzi tieto časti sa navinú iné vinutia. Výrazne sa tým zlepší
magnetická väzba medzi vinutiami a obmedzí sa vznik rozptylových indukčností.
Existuje však rad ďalších možných riešení ako napr. tieniace vinutia, pol závitové
vinutia atď.
Obr. 3.21: Ukážka prekladania vinutí
30
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
MAGNETICKÉ JADRO
Ideálne magnetické materiály nemôžu uchovávať žiadnu energiu. Reálne
materiály ale uchovávajú veľmi malé množstvo energie ktorej väčšina sa premení na
straty. Požiadavka kladená na flyback transformátor je uchovávanie a vracanie energie
do obvodu efektívne a pri čo najmenších fyzických rozmeroch. Magnetický materiál
jadra je vytvorený rôznymi technologickými postupmi. Pri každej technológii sa však
v materiály vytváranú
malé nemagnetické medzery, ktoré sú virtuálne zapojené
v sérii s magnetickým materiálom s vysokou permeabilitou. U materiálov pre flyback
transformátory sa tieto medzery vytvárajú za účelom obmedzenia saturácie jadra. Prvý
odhad veľkosti medzery nám môže poskytnúť tento vzťah (4):
{“
’^ = dI . x . (3.58)
a
µ0 ... permeabilita vákua [-],
Np ... závity vinutia [závitov],
Ag ... plocha jadra [mm2].
Vypočítaná hodnota však nemusí byť dobrá, nie je vylúčené, že nenastane
saturácia jadra. Preto treba overiť, či magnetická indukcia v jadre neprekročí nami
zvolený rozsah (resp. rozsah udávaný výrobcom). Medzera ma vysokú reluktanciu
(magnetický odpor) oproti zvyšku materiálu čo obmedzuje maximálnu hodnotu
magnetického toku jadrom, čím sa obmedzuje možná saturácia jadra. V
prípade feritových jadier túto medzeru predstavuje diskrétna vzduchová medzera.
U práškovo-kovových jadier je táto medzera rozptýlená v objeme materiálu.
Paradoxne,
všetka
magnetická
energia
je
virtuálne
uchovávaná
v týchto
nemagnetických medzerách. Pre overenie výsledku z predchádzajúceho vzťahu (vzťah
3.45) použijeme ďalšie vzťahy (4) a to:
de =
bc
(3.59)
b .b
(3.60)
”
•“.–c
•f
f c
y = —(w/{)
iU} = de . dI .
@A
0 .a
wf
(3.61)
31
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
µi ... počiatočná permeabilita [-],
µe ... efektívna permeabilita [-],
le ... dĺžka siločiary magnetického jadra [m],
—(’/y) ... parameter magnetického jadra [m-1].
Hlavnou úlohou magnetického materiálu je poskytnúť ľahkú cestu magnetickému
toku, ktorý prenáša energiu uchovanú v týchto medzerách do vinutia a tak efektívne
zviazať miesto uchovávania energie so zvyškom elektrického obvodu. Táto funkcia
(uchovávanie magnetickej energie) u magnetických materiálov nám predstavuje
niekoľko problémov:
a) straty v jadre:
- spôsobené kolísaním magnetického toku, ktoré sú dané uchovávaním
a uvoľňovaním energie,
b) saturácia jadra:
-
kedy sa materiál jadra stáva nemagnetický (vysoká reluktancia obvodu)
pri vysokých hodnotách hustoty magnetického toku.
Preto je schopnosť uchovávať energiu u reálnych jadier so vzduchovou medzerou
limitovaná ako rastom teploty spôsobeným stratami v jadre tak aj samotnou saturáciou
jadra.
Zavedením vzduchovej medzery do magnetického obvodu však v jej okolí
vytvoríme nechcený rozptylový magnetický tok. Tento rozptylový tok prenáša
vznikajúci šum a EMI rušenie do zvyšku elektrického obvodu. Taktiež zvyšuje
hodnotu indukčnosti nad vypočítanú hodnotu o časť, ktorá sa veľmi ťažko odhaduje.
Pre minimalizovanie rozptylového toku je veľmi dôležité, aby vinutie
transformátora bolo rozložené nad vzduchovou medzerou (Obr. 3.22). U práškovokovových materiálov s distribuovanou medzerou by vinutie malo byť rozložené po
celej ploche jadra (toroidný transformátor). U feritových jadier s diskrétnou medzerou
má byť vinutie priamo nad touto medzerou. Menšie rozmery a tým pádom aj nižšia
cena transformátorov sú dosahované plným využitím magnetického jadra. Rovnaké
jadro v rôznych aplikáciách a (alebo) rôznych frekvenciách môže mať rôznu
optimálnu dĺžku medzery. Optimálna dĺžka medzery zabezpečuje, že jadro pracuje
s maximálnou možnou hodnotou magnetického toku (limitovaný saturáciou a stratami
32
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
v jadre) a taktiež maximálnou hodnotou prúdovej hustoty vo vinutiach (limitovaná
stratami vo vinutiach). Toto predstavuje najlepšie využitie jadra.
Obr. 3.22: Obmedzovanie veľkosti rozptylového toku umiestňovaním vinutia (4)
a) veľký rozptylový tok, b) malý rozptylový tok
KOREKCIA PLOCHY VZDUCHOVEJ MEDZERY
Aj keď je vinutie správne uložené nad vzduchovou medzerou, stále tam vzniká
malé no intenzívne rozptylové pole zapríčinené touto medzerou. Toto pole (Obr. 3.22)
rozširuje efektívnu plochu medzery (Ag) nad hranice dané prierezom strednej časti
(Acp) magnetického jadra v ktorej je umiestená medzera. Aby sme predišli vzniku
veľkej chyby, výpočet indukčnosti musí byť založený na tejto efektívnej ploche nie na
fyzickom priereze strednej časti (4). Pre jadro s obdĺžnikový prierezom platí:
y= = Z. ™
y^ = €Z + ’^ . (™ + ’^ )
(3.62)
(3.63)
- a, b sú fyzické rozmery strednej časti jadra [m],
- lg je dĺžka vzduchovej medzery [m].
Pri výpočte primárnej indukčnosti potom použijeme ako prierez magnetického
jadra práve hodnotu Ag.
= dI . x .
y^
’^
(3.64)
33
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
VÝBER MATERIÁLU JADRA
Pri výbere materiálu jadra berieme ohľad najmä na požadovanú spínaciu
frekvenciu, sýtenie (magnetickú indukciu) jadra a pracovný režim činnosti
transformátora. Pre flyback aplikácie sú najvhodnejšou voľbou feritové materiály kde
straty v jadre v spojení s veľkým kolísaním magnetického toku limitujú využitie jadra.
Používané materiály magnetických jadier vyrába veľa výrobcov napr. Ferroxube
s označením 3C90, 3C95 (4) a pod.
VHODNÝ TVAR JADRA
Pre flyback transformátory je tvar jadra veľmi dôležitý. Okno jadra by malo byť
čo najviac
široké pre maximalizovanie plochy vinutia a minimalizovanie počtu
jednotlivých vrstiev. Toto opatrenie minimalizuje veľkosť AC odporu vinutí (zmenšia
sa AC straty). Taktiež sa minimalizuje veľkosť rozptylovej indukčnosti atď. So
širokým oknom jadra je potrebná nižšia výška vinutia a využitie jadra sa zväčší.
Vhodné tvary jadier transformátorov pre flyback meniče sú EE, EC, ETD, LP.
Veľkosť jadra môžme určiť pomocou vzťahu (4):
y< = š
.∆
∆h›œ
. Ÿž /s
(3.65)
3.5.2 VÝBER VHODNÉHO VÝSTUPNÉHO
KONDENZÁTORA
Jednou z nevýhod flyback meniča je aj vysoké zvlnenie jeho výstupných veličín.
Zvlnenie výstupného prúdu je kompenzované indukčnosťou sekundárneho vinutia
transformátora.
Zvlnenie
výstupného
napätia
je
kompenzované
výstupným
kondenzátorom. Ten sa nabíja a vybíja so spínacou frekvenciou meniča. Hodnota
kapacity kondenzátora je závislá na požadovanej hodnote zvlnenia výstupného napätia
∆U a taktiež na hodnote odporu ESR.
V niektorých prípadoch má výstupný kondenzátor vysokú hodnotu odporu ESR.
V takýchto prípadoch sa používa paralelné zapojenie viacerých kondenzátorov aby sa
znížila jeho hodnota.
34
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
Taktiež v niektorých prípadoch je veľmi ťažké alebo veľmi nákladné dosiahnuť
požadované hodnoty zvlnenia iba použitím výstupných kondenzátorov. V takýchto
prípadoch sa používajú výstupné LC filtre, inak známe ako post filtre. Pri použití
takéhoto filtra je dôležité správne určiť zlomovú frekvenciu filtra. Pri veľmi nízkej
zlomovej frekvencii môžeme spôsobiť nestabilitu meniča alebo limitovať prenášané
frekvenčné pásmo.
Ak potrebujeme veľmi malú hodnotu zvlnenia je možné ako post filter použiť aj
lineárny stabilizátor. Pri vhodne zvolenom stabilizátore nemusí utrpieť ani celková
účinnosť meniča a dokonca je možné aj znížiť cenu zapojenia, keďže kondenzátory
s veľmi nízkym ESR sú v súčasnosti ešte stále dosť drahé.
Zvlnenie výstupného napätia je podľa (3) definované ako:
∆()
#() . U} . "# . l>. ‡()
=
+
v#() . K
€¡() + ¡P() 
(3.66)
Po zadefinovaní hodnoty zvlnenia vypočítame hodnotu kondenzátora pomocou
nasledujúceho vzťahu:
v#() =
() U}
K
. "# . l>. ‡()
¢∆#() − £
€¡() + ¡P() 
(3.67)
3.5.3 VÝBER VHODNÝCH SPÍNACÍCH PRVKOV
Medzi spínacie prvky požívané vo flyback topológií patria MOSFET tranzistory
a výstupné diódy. Pod výberom vhodných prvkov rozumieme vybranie prvkov
s vhodnými napäťovými, prúdovými a dynamickými parametrami s ohľadom na čo
najväčšie zníženie spínacích strát, ktoré na nich vznikajú.
U MOSFET tranzistorov sa zameriavame na:
-
Dovolené prúdové zaťaženie :
-
ustálené a špičkové,
Dovolené záverné napätie:
35
TEORETICKÁ ANALÝZA VYBRANEJ TOPOLÓGIE
-
Veľkosť hradlovej a výstupnej kapacity :
-
súvis so vznikom strát a dynamikou tranzistora,
Parametre trise, tfall :
-
nikdy nesmieme prekročiť túto hodnotu,
súvis s rýchlosťou spínania tranzistora a stratami,
Hodnota odporu RDS(ON) :
súvis s vodivostnými stratami.
U výstupných diód sa zameriavame na:
-
Dovolené prúdové zaťaženie :
-
Dovolené záverné napätie:
-
nikdy nesmieme prekročiť túto hodnotu,
napätie Ufd:
-
ustálené a špičkové,
napätie na dióde v priepustnom smere,
čas trr:
čas záverného zotavenia, súvis s rýchlosťou záverného zotavenia ,
spínacou rýchlosťou a stratami,
-
prúd Irrm:
prúd záverného zotavenia, súvis s rýchlosťou záverného zotavenia,
spínacou rýchlosťou a stratami.
Maximálne záverné napätie, ktoré sa objaví na tranzistore za ideálnych
podmienok má hodnotu, ktorá vyplýva zo vzťahu (vzťah 3.39). Avšak, keďže
pracujeme s reálnymi prvkami kde významnú rolu hrajú rozptylové indukčnosti,
parazitné kapacity a pod. Musíme to zohľadniť aj pri výbere prvkov. Preto
u MOSFET tranzistorov musíme počítať s minimálne 15% medzerou medzi
maximálny napätím na tranzistore a záverným napätím samotného tranzistora.
Podobne postupujeme a pri výstupných diódach.
Pre vhodné dimenzovanie výstupných diód musíme poznať efektívnu hodnotu
prúdu, ktorý tečie sekundárnym vinutím a napätia na dióde za podmienok plného
zaťaženia meniča.
36
VÝPOČET FLYBACK MENIČA
4
VÝPOČET FLYBACK MENIČA
Výpočet meniča predstavuje výpočet hodnôt prvkov v hlavnom (výkonovom)
obvode meniča. Ako vyplýva z flyback topológie patria sem transformátor, MOSFET
tranzistor, výstupné diódy a kondenzátory, ochranné zapojenia a pod. Výpočet sme
realizovali podľa nasledujúceho vývojového diagramu.
Obr. 4.1: Vývojový diagram (3)
37
VÝPOČET FLYBACK MENIČA
Aby sme mohli začať s výberom vhodných prvkov, musíme najprv definovať
vstupné parametre meniča.
Tab. 4.1: Vstupné parametre meniča.
UinMIN
115 (V)
UinMAX
400 (V)
fsMIN
50 (kHz)
η
0,96 (-)
Uout1
2 x 12 (V)
Iout1
1,3 + 1 (A)
Uout2
3.3 (V)
Iout2
0,02 (A)
Uout3
12 (V)
Iout3
0,3 (A)
UinMIN ... minimálna hodnota vstupného napätia [V],
UinMAX ... maximálna hodnota vstupného napätia [V],
fsMIN ... minimálna hodnota spínacej frekvencie [Hz],
η ... hodnota účinnosti, ktorú chceme dosiahnuť [-],
Uout(n) ... hodnota výstupného napätia n- tého výstupu [V],
Iout(n) ... hodnota výstupného prúdu n- tého výstupu [A].
Výstup Uout1 nám fyzicky predstavuje jeden výstup z transformátora s napätím
12V. Tento výstup je však za usmerňovacou diódou fyzicky rozdelený na dve časti,
rozdielne prúdovo zaťažiteľné.
1. VÝSTUPNÝ VÝKON:
Výstupný výkon vypočítame podľa známeho vzťahu:
<#‚¤ = —s¥(‹_() . ‹_() = 31,27¨
(4.1)
2. VSTUPNÝ PRÍKON:
Je definovaný vzťahom:
< =
Cˆ‰Š
©
=
s,L
I,ªN
= 32,57¨
(4.2)
Pomocou vzťahu (vzťah 3.55) sme určili hodnotu parametra KL(n).
KL(1) = 0,88
KL(2) = 0,0021
KL(3) = 0,15
38
VÝPOČET FLYBACK MENIČA
Tento parameter nám hovorí o tom, akú časť z celkového výkonu meniča zaberie
výkon n-tého výstupu.
3. URČENIE HODNOTY REFLEKTOVANÉHO NAPÄTIA U RO :
Pri jej určovaní sme vychádzali z kapitoly č. 3.5.1 (výber indukčných prvkov)
Hodnotu URO sme vyberali s ohľadom na vnikajúce spínacie prepätia.
"# = 100¡
4. URČENIE HODNOTY PRIMÁRNEJ INDUKČNOSTI:
Pre určenie hodnoty primárnej indukčnosti musíme poznať hodnotu spínacej
frekvencie fs (tú poznáme zo zadania). Táto sa objavuje za podmienok minimálneho
vstupného napätia a maximálneho zaťaženia meniča. Spínacia hodnota musí byť
vyššia než 20kHz aby sa predišlo vzniku počuteľného spínacieho šumu (audible
noise). Zvyšovaním jej hodnoty sa zmenšujú rozmery potrebného transformátora ale
zároveň sa zvyšujú spínacie straty spínača. Preto je hodnota spínacej frekvencie
kompromisom medzi týmito dvoma požiadavkami.
Hodnotu DMAX môžeme vypočítať alebo stanoviť podľa vlastného odhadu.
Maximálna hodnota striedy sa objaví za rovnakých podmienok ako aj minimálna
spínacia frekvencia. Jej hodnotu sme stanovili ako:
~{m = 0,45
Pomocou vzťahu (vzťah 3.45) sme určili hodnotu indukčnosti primárneho vinutia.
=
›®T
€‚cƒ
.›œ 
.P1›®T .C®T
=
(¯.I,¯)
.¯I\°.s,¯L
= 822d²
5. URČENIE HODNÔT PRÚDU PRIMÁRNYM VINUTÍM:
Hodnotu špičkovej, strednej a efektívnej hodnoty prúdu sme určili ako ( vzťahy
3.51, 3.52, 3.53).
. 115. (0,45 ∗ 20. 10N )
=
=
= 1,26y
822. 10N
U} 0,45
. = E
. 1,26 = 0,49y
J = E
3
3
UY =
U} 0,45
. =
. 1,26 = 0,28y
2
2
39
VÝPOČET FLYBACK MENIČA
6. VÝBER VHODNÉHO MATERIÁLU A TVARU JADRA:
Vybrať vhodný materiál a tvar jadra je komplikované. Bližší opis výberu je
opísaný v kapitole 3.5.1 (výber indukčných prvkov). Pre našu aplikáciu sme sa
rozhodli pre materiál N87od firmy EPCOS. Základné parametre sú uvedené nižšie
(Tab. 4.2, Tab. 4.3).
Hodnota parametra ∆BMAX je vo všeobecnosti pre feritové jadrá cca. 0,3T (podľa
(3). Hrubý odhad veľkosti jadra pre flyback menič je možné urobiť podľa vzťahu
(vzťah 3.64):
y< = š
.∆ ¶›1 /s
.
∆h›œ Ÿ
=š
·b\.,N
I,s
.
I,· /s
I,IIN
= 0,15¸¹
AP ... veľkosť jadra [cm2],
Lm1 ... primárna indukčnosť [H],
∆BMAX ... maximálna hodnota magnetickej indukcie [T],
∆I ... zvlnenie prúdu [A],
IRMS ... efektívna hodnota prúdu [A],
K2 ... parameter: (pre izolovaný flyback menič podľa (4))
K2 = 0,006.
Porovnanie hodnoty parametra AP, ktorý dostaneme zo vzťahu a hodnoty
uvedenej v katalógu jadra určíme vhodnú veľkosť jadra. Vhodný tvar jadra pre našu
aplikáciu je jadro tvaru EE. Transformátor s jadrom tohto tvaru je ľahko navinuteľný,
dá sa dobre umiestniť na DPS atď. Vyhľadaním a porovnaním katalógových hodnôt
sme nakoniec určili najbližšiu normovanú hodnotu parametra AP = 0,26 cm2 čo
reprezentuje jadro o rozmeroch EE 25/13/7. Parametre vybraného jadra sú:
Tab. 4.2: Parametre jadra (7)
∑l/A
1,1
mm-1
le
57,5 mm
Ae
52,5 mm2
AMIN
51,5 mm2
Ve
3020 mm3
m
16 g
40
VÝPOČET FLYBACK MENIČA
Tab. 4.3: Vlastnosti vybraného materiálu (7).
Výkonové
transformátory
N87
MnZn
Preferované použitie
Materiál
Základný materiál
Symbol
Počiatočná permeabilita
(T=25*C)
Magnetická indukcia
(H=1200A/m, f=10 kHz)
Koercitívna sila (f =
10kHz)
Optimálny frekvenčný
rozsah
Hysteréza (materiálová
konštanta)
Curieho teplota
Hustota materiálu
Rezistivita materiálu
Jednotka
µi
Bs (25°C)
Bs( 100°C)
Hc (25°C)
Hc (100°C)
mT
A/m
2200
+/- 25%
490
390
21
13
kHz
25 … 500
η
106/mT
<1,0
Tc
*C
kg/m3
Ωm
>210
4850
10
ρ
7. URČENIE POČTU ZÁVITOV PRIMÁRNEHO VINUTIA:
Ako vyplýva z kapitoly (kapitola 3.5.1 a vzťahy 3.58, 3.59, 3.60) musíme najprv
určiť vhodnú veľkosť vzduchovej medzery. Potom treba overiť maximálnu hodnotu
magnetickej indukčnosti aby nedošlo k saturácii jadra.
Tab. 4.4: Tabuľka pre overenie maximálnej magnetickej indukcie.
lg [mm]
0,1
0,16
0,25
0,3
0,5
1
AL [nH]
489
347
250
201
151
91
ue [-]
425
302
218
176
131
79
Np [závitov]
41,9
49,7
58,6
62,2
75,4
97,2
Bmax [T]
0,48
0,41
0,35
0,3
0,27
0,21
Z tejto tabuľky určíme hodnotu počtu primárnych závitov na základe hodnoty
vzduchovej medzery a hodnoty Bmax. Na základe katalógu sme určili Bmax na
0,33T. Z tabuľky nám vyplýva, že počet závitov je Np= 62 závitov a vzduchová
medzera lg= 0,3mm.
xC = 62 ºá¼½¼
’^ = 0,3¹¹
41
VÝPOČET FLYBACK MENIČA
8. URČENIE POČTU ZÁVITOV SEKUNDÁRNYCH VINUTÍ:
V prvom rade musíme určiť transformačný pomer (prevod) transformátora. Ten
určíme pomocou (vzťah 3.46):
=
‚¶ˆ
‚„ ”‚¾
=
II
”I,L
= 7,87
Potom vypočítame (vzťah 3.47):
x/ =
0
N
= L,·L = 7,87 ÷ 8 ºá¼½¼
hodnotu počtu závitov regulovaného sekundárneho výstupu.
Hodnotu počtu
závitov zaokrúhlime na Ns1 = 8 závitov. Počet závitov ďalších výstupov je určený
(vzťah 3.48):
x/ = 3 ºá¼À
x/s = 8 ºá¼½¼
Špičkovú hodnotu prúdu sekundármi vinutiami vyjadríme ako (vzťah 3.55).
Efektívnu a strednú hodnotu prúdu sekundárnymi vinutiami vyjadríme upravenými
vzťahmi (vzťahy 3.51, 3.52, 3.53):
(1 − U} ) . /J = E
3
/UY =
Vypočítané hodnoty:
(1 − Á7Â ) . 2
IS1pk = 8,61A
IS1rms = 3,68A
IS1av = 2,36A
IS2pk = 0,06A
IS1rms = 0,02A
IS1av = 0,019A
IS3pk = 1,12A
IS1rms = 0,48A
IS1av = 0,3A
Hodnoty výstupných diód určíme ako (vzťah 3.50):
Usd1 = 62,8V
Usd2 = 19,3V
Usd3 = 62,8V
Vhodné parametre pre výber výstupných diód sa typicky definujú ako:
-
záverné napätie diódy:
- prúd diódy:
""~ > 1,3. ()
] > 1.5. /J
42
VÝPOČET FLYBACK MENIČA
9. URČENIE VHODNÝCH PARAMETROV VODIČOV VINUTÍ:
Pri určovaní prierezov a priemerov vinutí vychádzame z predchádzajúcich
vzťahov (vzťahy 3.56, 3.57). Hodnotu prúdovej hustoty sme stanovili ako J =
10A/mm2. Potom sme určili potrebné parametre:
Scuprim = 0,048mm2
Dcuprim = 0,25mm
Scu1 = 0,36mm2
Dcu1 = 0,67mm
Scu2 = 0,0017mm2
Dcu2 = 0,046mm
Scu3 = 0,046mm2
Dcu3 = 0,24mm
Z tabuľky normalizovaných priemerov vodičov (8) odčítame najbližšiu väčšiu
hodnotu priemeru vodiča (Tab. 4.5). Vo svete je často používaná aj skratka AWG
(American wire gauge) ako etalón pre normované priemery vodičov.
Tab. 4.5: Normalizované priemery vodičov
AWG
METRICKÝ SYSTÉM
Dcuprim
30
0,255mm
Dcu1
21
0,723mm
Dcu2
40
0,079mm
Dcu3
30
0,255mm
10. ROZLOŽENIE VINUTÍ TRANSFORMÁTORA:
Pri návrhu rozloženia vinutí sme vychádzali z kapitoly 3.5.1 (výber indukčných
prvkov).
Rozhodli sme sa preto pre prekladané vinutie, konkrétne sme rozdelili primárne
vinutie na dve polovice. Prvú polovicu sme navinuli na kostru transformátora. Potom
sme navinuli dve sekundárne vinutia (Sec1 a Sec3), ktoré majú rovnaký počet závitov.
Tieto vinutia sme vinuli navzájom paralelne aby sa čo najviac obmedzili prípadné
rozptylové indukčnosti. Potom sme navinuli druhú polovicu primárneho vinutia.
Nakoniec sme na primárne vinutie navinuli posledné sekundárne vinutie (Sec 3).
Keďže priemer primárneho vinutia je väčší ako priemer tohto sekundárneho vinutia,
43
VÝPOČET FLYBACK MENIČA
navinuli sme ho do závitových medzier primárneho vinutia aby sa udržala čo
najtesnejšia magnetická väzba.
Obr. 4.2: Prierez transformátorom a spôsob uloženia vinutí
11. URČENIE HODNÔT VÝSTUPNÝCH KONDENZÁTOROV:
Podľa kapitoly 3.5.2 (Výber vhodného výstupného kondenzátora) sme
postupovali pri výbere výstupných kondenzátorov.
Zvlnenie výstupného napätia sme stanovili na hodnoty:
- ∆UO1 = 2V (maximum, pk-pk)
- ∆UO2 = 0,05V
- ∆UO3 = 0,2 V
Po zadefinovaní hodnoty zvlnenia sme (vzťah 3.67) určili hodnoty výstupných
kondenzátorov. Tie sú nasledovné:
- CO1 = 1,8mF,
- CO2 = 10uF,
- CO3 = 220uF.
44
OPTIMALIZÁCIA ÚČINNOSTI
5 OPTIMALIZÁCIA ÚČINNOSTI
V tejto kapitole sa dostávame k jadru diplomovej práce, čo je samotná
optimalizácia účinnosti meniča. Účinnosť meničov v tejto výkonovej kategórii (30W)
sa v súčasnosti pohybuje v rozsahu 70 – 80%. Našou úlohou je zvýšiť účinnosť
o maximálnu možnú úroveň pri zachovaní cenovej primeranosti a jednoduchosti
zapojenia.
V kapitole č. 3.4 (Analýza strát v meniči) sme identifikovali miesta kde vznikajú
najvyššie straty. Z týchto poznatkov vychádzame pri samotnej optimalizácii. Proces
optimalizácie rozdelíme na niekoľko častí, konkrétne:
a) optimalizácia spínacích prvkov,
b) optimalizácia transformátora,
c) optimalizácia výstupných kondenzátorov.
Pri optimalizácii meniča sme naplno využili možnosti simulačnej analýzy.
Analýzu sme spracovávali pomocou programu OrCad v prostredí PSPICE.
V kvázi rezonančnom meniči je spínacia frekvencia závislá na viacerých zložkách
(napájacie napätie, záťaž), ktoré sa môžu meniť nezávisle od seba. Tieto zmeny
nedokážeme
do simulácie zahrnúť. Preto sme simuláciu robili za dopredu
definovaných podmienok. V našom prípade (Obr. 5.1) sme definovali podmienky
simulácie v tabuľke (Tab. 5.1).
Tab. 5.1: Podmienky simulácie
UIN = 115V
Uout1 = 12V
Iout1 = 2,3A
fs = 50kHz
Uout2 = 3,3V
Iout2 = 0,02A
Dmax = 0,45
Uout3 = 12V
Iout3 = 0,3A
V simulácii sú zahrnuté parazitné prvky ako sú rozptylové indukčnosti
transformátora, indukčnosti prívodov k súčiastkam, odpory vinutí a pod. Odpory R10,
R11 a R16 sú pripojené kvôli tomu, aby matematický model konvergoval. Prvky
K_Linear1
a K_Linear2
vytvárajú
magnetickú
väzbu
medzi
jednotlivými
indukčnosťami (K_Linear1 pre indukčnosti vinutí a K_Linear2 pre rozptylové
indukčnosti).
45
OPTIMALIZÁCIA ÚČINNOSTI
Obr. 5.1: Simulačná schéma v prostredí PSpice
5.1
OPTIMALIZÁCIA TRANSFORMÁTORA
Vo väčšine prípadov najväčší podiel strát v transformátore predstavujú straty
vznikajúce vo vinutiach transformátora. Ako je spomenuté v kapitole č. 3 (Straty
v indukčných prvkoch) straty vo vinutí spôsobuje efektívna (RMS) hodnota prúdu,
prechádzajúceho vinutiami. Činiteľ tvaru prúdu je definovaný ako:
‡¤ =
(¶›1)
(œÃ)
(5.1)
Čím vyššia je RMS hodnota prúdu, tým väčšiu hodnotu nadobúda činiteľ KT
a tým vyššie straty vo vinutiach vznikajú. Optimalizovaním transformátora sa preto
snažíme čo najviac znížiť RMS hodnotu prúdov transformátora. RMS hodnota ďalej
ovplyvňuje priemer vodičov čo má nezanedbateľný vplyv na vznik strát vo vinutí.
Simuláciou v prostredí PSPICE sme si optimalizáciu výrazne uľahčili. Nemuseli
sme navíjať zbytočné testovacie transformátory čo nám skrátilo čas optimálneho
návrhu.
46
OPTIMALIZÁCIA ÚČINNOSTI
8.00A
6.00A
4.00A
2.00A
0A
-1.36A
4.46800ms
4.47000ms
I(M1:d)
I(D27)
4.47200ms
4.47400ms
4.47600ms
4.47800ms
4.48000ms
4.48200ms
4.48400ms
4.48600ms
4.48800ms
4.49000ms
4.49200ms
4.49400ms
4.49600ms
4.49800ms
4.50000ms
Time
Obr. 5.2: Priebeh primárneho (zelený) a sekundárneho prúdu (červený).
Ako je spomenuté vyššie, optimalizáciou sme chceli znížiť RMS hodnotu prúdu
transformátorom (Obr. 5.2). Dalo sa to dosiahnuť zvýšením hodnoty indukčnosti
vinutia (väčší počet závitov). Avšak, zvyšovanie indukčnosti viedlo k tomu, že menič
sa dostával do režimu CCM. Preto sme hľadali hranicu medzi CCM a DCM režimom
(režim CRM).
298V
250V
200V
150V
100V
50V
0V
3.6486ms 3.6500ms
V(R18:1,0)
3.6520ms
3.6540ms
3.6560ms
3.6580ms
3.6600ms
3.6620ms
3.6640ms
3.6660ms
3.6680ms
3.6700ms
3.6720ms
3.6740ms
3.6760ms
3.6780ms
3.6800ms
Time
Obr. 5.3: Priebeh napätia na MOSFET tranzistore
Postupnou zmenou parametrov prvkov v simulačnej schéme sme našli optimálne
hodnoty, ktoré sme potom použili pri navíjaní testovacieho transformátora. Simulačný
obvod sme zostavili z prvkov obsiahnutých v štandardných knižniciach PSpice.
Zákmity priebehov (Obr. 5.2, Obr. 5.3) sú spôsobené parazitnými prvkami obvodu.
V režime CRM (a DCM) zároveň odpadajú straty, ktoré vznikajú záverným zotavením
diód pretože diódy vypínajú v stave nulového diódového prúdu. Optimalizáciu
47
OPTIMALIZÁCIA ÚČINNOSTI
transformátora sme robili pri konštantných, zároveň najhorších, pracovných
podmienkach (Tab. 5.1).
Výsledkom
optimalizácie
je
tabuľka,
v ktorej
sú
uvedené
parametre
z poznatkov
získaných
optimalizovaného transformátora.
Tab. 5.2: Parametre optimalizovaného transformátora
5.2
Pri
Transformačný pomer
7,87 [-]
Np
62
[závitov]
Ns1
9
[závitov]
Ns2
3
[závitov]
Ns3
9
[závitov]
Vzduch. medzera
0,3 [mm]
OPTIMALIZÁCIA SPÍNACÍCH PRVKOV
optimalizácii
spínacích
prvkov
vychádzame
v kapitolách 3.4.3 a 3.5.3 (Straty na spínacích prvkoch, Výber vhodných spínacích
prvkov).
Pre zjednodušenie návrhu sme rozhodli použiť integrovaný výkonovo - riadiaci
obvod. Tento typ obvodu má v sebe integrovanú riadiacu elektroniku pre riadenie
kvázi rezonančného meniča spolu s výkonovým MOSFET tranzistorom.
Keďže existuje veľké množstvo výrobcov takýchto obvodov museli sme najprv
urobiť rešerš medzi ponúkanými obvodmi (Tab. 5.3). Takto sme sa dopracovali
k obvodu od firmy INFINEON technologies A.G. a to konkrétne obvod ICE2QR0665.
Rozhodnutie pre tento obvod padlo aj preto, že firma PowerOne tento obvod už
s úspechom používala v iných svojich projektoch.
Tento obvod okrem iného obsahuje:
- 650V CoolMOS spínací tranzistor s malým RDS(on) (typicky 0,65Ω),
- vstavanú rozbehovú bunku (startup cell),
- kvázi rezonančnú činnosť už od veľmi nízkej záťaže,
- aktívny Burst mód pre zníženie spotreby pri pohotovostnom móde
(stand by mode) <100mW,
- vstavaný digitálny soft štart,
- prepäťové a nadprúdové ochrany atď.
48
OPTIMALIZÁCIA ÚČINNOSTI
Tab. 5.3: Porovnanie vlastností rôznych obvodov
Vlastnosti
Výrobca
Zariadenie FSQ0265RN ICE2QR0665
Fairchild
Infineon
Spôsob činnosti
Burst mód
Impulzný prúdový limit
Vnútorný start up
Vnútorný soft start
Prepäťová ochrana
Nadprúdová ochrana
Soft start čas
Napätie Drain-Source
RDS(ON)
Maximálny výstupný
výkon
Počiatočná
spínacia frekvencia
VIPer25
STMicro
VIPer53EDIP
STMicro
Prúdová
regulácia
QRC
QRC
QRC
15ms
650V
3,5Ω
12ms
650V
0,65Ω
4ms
800V
7Ω
620V
0,9Ω
25W
88W
20W
65W
55kHz
52Khz
56khz
Nastaviteľná
Z predchádzajúcej tabuľky a popisu je jasné, prečo padla voľba práve na tento
obvod. Má najnižšiu hodnotu RDS(ON) zo všetkých ponúkaných obvodov, má aktívny
Burst režim pre obmedzenie strát pri práci bez záťaže atď.
Pri výbere výstupných diód padlo rozhodnutie pre použitie výkonových
schottkyho diód. Môžeme si to dovoliť pretože na vstupných diódach sa neobjavuje
veľmi vysoké záverné napätie, čo ja najväčším obmedzením schottkyho diód.
5.3
OPTIMALIZÁCIA VÝSTUPNÝCH KONDENZÁTOROV
Aj v tomto prípade sme opäť vychádzali z predchádzajúcich poznatkov,
konkrétne z kapitoly č. 3.4.2 (Straty v kapacitných prvkoch). Pri optimalizácii sme sa
snažili použiť čo najkvalitnejšie kondenzátory (s čo najmenším ESR). Avšak
u kondenzátorov limitujúcim faktorom najmä cena, ktorá je pri veľmi nízkych
hodnotách ESR stále vysoká.
49
OVERENIE FUNKČNOSTI PROTOTYPU A MERANIE
6 OVERENIE FUNKČNOSTI PROTOTYPU
A MERANIE
Na základe výpočtov a postupnej optimalizácie sme zostavili schému zapojenia
meniča. Keďže si firma PowerOne nevyhradila právo na nezverejnenie niektorých
častí práce, schému zapojenia uvádzame v prílohe (príloha B).
Obr. 6.1: Rozloženie súčiastok na DPS
Obr. 6.2: DPS, vrchná a spodná vrstva
Schému zapojenia a samotnú DPS sme nakreslili v programe Eagle. Primárna čas
je rozdelená na dve skupiny, na výkonovú (vysoko napäťovú) a riadiacu. Pri návrhu
výkonovej skupiny sme museli dávať pozor na dodržanie izolačných vzdialeností,
ktoré sú pri napájacom napätí 400V veľmi dôležité.
Meranie prebiehalo na oživenom funkčnom prototype v laboratóriu firmy
PowerOne. Robili sa dve základné merania a to:
- meranie základných veličín,
50
OVERENIE FUNKČNOSTI PROTOTYPU A MERANIE
- meranie účinnosti.
U obidvoch druhoch sa robili dve sady meraní, a to:
- meranie pri najnižšom napájacom napätí UINMIN,
- meranie pri najvyššom vstupnom napätí UINMAX.
6.1
MERANIE ZÁKLADNÝCH VELIČÍN
Zoznam meracích prístrojov je uvedený v prílohe (Príloha A). Teplota okolia bola
23°C.
Obr. 6.3: Priebeh napätia Uds na spínači, bez záťaže
a) Uin = 115V, b) Uin = 400V
Obr. 6.4: Priebeh napätia Uds na spínači, Iout1=1A
a) Uin = 115V, b) = 400V
51
OVERENIE FUNKČNOSTI PROTOTYPU A MERANIE
Obr. 6.5: Priebeh napätia Uds na spínači, Iout1=2A
a) Uin = 115V, b) Uin = 400V
Obr. 6.6: Priebeh prúdu spínačom, bez záťaže
a) Uin = 115V, b) Uin = 400V
Obr. 6.7: Priebeh prúdu spínačom, Iout1=1A
a) Uin = 115V, b) Uin = 400V
52
OVERENIE FUNKČNOSTI PROTOTYPU A MERANIE
Obr. 6.8.Priebeh prúdu spínačom, Iout1=2A
a) Uin = 115V, b) Uin = 400V
6.2
MERANIE ÚČINNOSTI
Prebiehalo za rovnakých podmienok ako základné merania. Zoznam meracích
prístrojov je uvedený v prílohe (príloha A).
Na priebehoch účinností je vidno počiatočný „hrb“, kde účinnosť dosahuje
hodnotu cca. 80% (Graf 6.1, Graf 6.2). V tej to časti sa obvod nachádza sa v tzv. Burst
režime.
V tomto režime činnosti má menič konštantnú spínaciu frekvenciu (namerali sme
48kHz). Tento režim činnosti sa využíva v tzv. stand-by móde. Ide o režim kedy
menič pracuje na prázdno, prípadne do malej záťaže. Vyznačuje sa tým, že riadiaci
obvod generuje spínacie impulzy iba v krátkom intervale, ktorý je dostatočný pre
udržanie konštantného výstupného napätia. Takým spôsobom sa dajú významne
Účinnosť [-]
obmedziť vznikajúce straty.
0,90
0,85
0,80
0,75
0,70
0,65
0,60
0,55
0,50
0,45
0,40
0,35
0,30
0,25
0,20
0,15
0,10
0,05
0,00
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1,2
Záťaž [A]
1,4
1,6
1,8
2
2,2
Graf 6.1: Priebeh účinnosti pri Uin = 115V
53
Účinnosť [-]
OVERENIE FUNKČNOSTI PROTOTYPU A MERANIE
0,90
0,85
0,80
0,75
0,70
0,65
0,60
0,55
0,50
0,45
0,40
0,35
0,30
0,25
0,20
0,15
0,10
0,05
0,00
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1,2 1,4
Záťaž [A]
1,6
1,8
2
2,2
2,4
Graf 6.2: Priebeh účinnosti pri Uin = 400V
Obr. 6.9: Priebeh spínania meniča v Burst móde
Ch1= Napätie Uds, Ch2 = Prúd Id
Po dosiahnutí stanovených kritických hodnôt vybraných parametrov obvod
prechádza do režimu normálnej prevádzky. Tu sa spínacia frekvencia pohybuje
v dvoch intervaloch v závislosti od napájacieho napätia, a to (namerané rozsahy):
- pri Uin = 115V sa frekvencia pohybuje v rozmedzí 22kHz až 35kHz,
- pri Uin = 400V sa frekvencia pohybuje v rozmedzí 41kHz až 65kHz.
Ako vyplýva z grafu (Graf 6.2) dosiahli sme maximálnu účinnosť 86%. V tomto
výkonovom rozsahu je to veľmi dobrá hodnota.
54
ZÁVER
7 ZÁVER
V diplomovej práci sme v prvom rade vybrali vhodnú topológiu hlavného
obvodu. Na výber topológie vplýval hlavne požadovaný výkon meniča (30W)
a v neposlednom rade cena výsledného zapojenia. To všetko spolu s ďalšími
požiadavkami nás priviedlo k záveru, že najvhodnejšou topológiou pre nás je flyback
topológia. Ďalej sme analyzovali straty, ktoré vznikajú v meniči. Tu sme sa zamerali
na miesta kde vznikajú, prečo vznikajú a ako sa dajú v čo najväčšej miere obmedziť.
Táto analýza nám významne pomohla pri postupnej optimalizácii vzniknutého
zapojenia meniča.
Hlavnou úlohou bolo optimalizovať zapojenie meniča tak, aby sme dosiahli čo
najvyššiu účinnosť meniča. V riešení tejto úlohy nám taktiež výrazne pomohla
simulačná analýza, pomocou ktorej sme optimalizovali parametre použitého
transformátora tak, aby na ňom vznikali čo najmenšie straty či už striedavé alebo
jednosmerné.
To, že sme boli pri optimalizácii úspešný sme overili na postavenom prototype
meniča. Oživovanie prototypu sa nezaobišlo bez menších problémov, ktoré sa však
úspešne vyriešili. Po uskutočnení základných meraní a ich vyhodnotení (zistenie či
menič pracuje správne a dodáva nami požadovaný výkon) sme uskutočnili finálne
meranie účinnosti. Účinnosť meniča sa dostala na hodnotu 86%, čo je v tomto
výkonovom rozsahu viac ako dobrý výsledok.
Samozrejme aj v súčasnosti je možné dosiahnuť vyššiu účinnosť takéhoto zdroja
avšak len za neúmerného zvýšenia ceny meniča. Je to spôsobené vysokou cenou
nových typov polovodičových štruktúr, kondenzátorov a podobne.
55
Zoznam použitej literatúry.
1. www.smps.us. [Online]
2. Whittington, H.W. a Flynn, B.W. Switched mode power supplies: Design and
construction. s.l. : Research study press, 1996.
3. Hang-Seok, Choi. Design Guidelines for Quasi-Resonant Converters Using
FSCQ-series Fairchild Power Switch. s.l. : Fairchild semiconductor.
4. Dixon, Lloyd H. Magnetics Design for Switching Power Supplies. s.l. : Texas
Instruments, 1997. s. 1-1, 5-19.
5. Ferroxcube. Soft ferrites, Introduction. s.l. : Ferroxcube.
6. NIC. Low ESR capacitors for high current applications. s.l. : NIC COMPONENTS
CORP.
7. Epcos. Ferrites and accessories, E 25/13/7. s.l. : Epcos.
8. www.wikipedia.com. [Online]
9. Kazimierczuk, M. K. a Czarkowski, D. Resonant power converters, A wileyinterscience publication. 1995.
10. Aruselvi, S., Deepa, K. a Uma, G. Design, analysis and control of a new multioutput flyback CF-ZVS-QRC. s.l. : IEEE International Conference on Industrial
Technology, 2005.
11. www.powerint.com. [Online] Power Integrations.
12. Wang, C. M., SU, C. H. a Yang, C. H. ZVS flyback converter with a simple
auxiliary circuit. s.l. : IEEE Proceedings online, 2005. 2005123.
ČESTNÉ VYHLÁSENIE
Vyhlasujem, že som zadanú diplomovú prácu vypracoval
samostatne, pod
odborným vedením vedúceho diplomovej práce Ing. Michala Frivaldského, Phd., a
používal som len literatúru uvedenú v práci.
Súhlasím so zapožičiavaním diplomovej práce.
V Žiline dňa 2. 5. 2010
____________________
podpis
Prílohová časť
Zoznam príloh
Príloha A: Zoznam použitých meracích prístrojov. ...................................................... 1
Príloha B: Schéma zapojenia. .................................................................................... 2
1
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
Príloha A: Zoznam použitých meracích prístrojov
6x digitálny multimeter FLUKE 45
- rozsah 0V-1000V, 0mA-10A
- presnosť VDC ± 0.025%
- presnosť ADC ± 0,05%
1x digitálny multimeter KEITHLEY 175A
- rozsah 0V-1000V, 0mA-2A(10A)
- presnosť VDC ± 0,03%
- presnosť ADC ± 0,2%(0.5%)
1x digitálny multimeter KEITHLEY 148A
- rozsah 0V-1000V, 0mA-2A(10A)
- presnosť VDC ± 0,015%
- presnosť ADC ± 0,2%(0.75%)
2x elektronická záťaž MELCHER MESTRO 300
- max. výkon 300W, 20A, 50V
1x elektronická záťaž STATRON 3229
- rozsah 75V, 50A
1x osciloskop TEKTRONIX TDS 650
- sonda 1:1, Tektronix
- sonda 1:100, Philips
1x napájací zdroj 400V, 2A
1
PRÍLOHOVÁ ČASŤ
Príloha B: Schéma zapojenia
2
Download

Žilinská univerzita v Žiline NÁVRH POMOCNÉHO