NÍZKOFREKVENČNÍ ELEKTRONIKA
Přednášky
Doc. Ing. Vlastislav Novotný, CSc.
ÚSTAV RADIOELEKTRONIKY
1
1. Elektromechanický (gramofonový) záznam zvuku
1.1 Základní pojmy.
Jedná se o mechanický záznam nejčastěji v PVC médiu vzniklý lisováním za tepla z matrice
nejčastěji kovové. Ta vzniká přepisem primárního záznamu (master) často digitálního rytím
buď do lakové nebo i kovové vrstvy (druhý způsob se nazývá direct metal mastering DMM).
Původní princip pochází od Berlinera, který proti staršímu způsobu T.A.Edisona nepoužil
váleček, ale plochou desku. Drážka má tvar Archimedovy spirály a přenoska se posouvá narozdíl třeba od kompaktního disku a minidisku, směrem do středu. Popis tohoto dnes již klasického média omezíme jen na základní údaje. Tento způsob záznamu je již na ústupu a je
provozován spíše se sběratelských důvodů a z určité nostalgie, někdy i snobismu..
Obvodová drážková rychlost je při konstantních otáčkách proměnná a směrem ke středu se
snižuje. Je to velká nevýhoda tohoto diskového způsobu. Je dána známým vzorce z mechaniky
vs = π . d . n [m.s-1; m ;s-1 ]
(1.1)
kde: d ... okamžitý průměr drážky desky , n ... počet otáček desky za sec.
U velké LP desky je drážková rychlost na obvodu asi 0,5m/s, ke konci desky asi 0,21 m/s.
S tím souvisí i proměnná vlnová délka záznamu
λ = vd / f
(1.2)
takže např. na obvodu desky je při f=15 kHz ..λ = 35µm, blíže ke středu desky jen 14µm
Dnes je záznam provozován téměř výhradně ve stereofonní dvoukanálové verzi (praktické
rozšíření je od roku cca 1961), kdy je používán způsob Westrex firmy Westinghouse (USA) u
nás známý jako šikmý křížový záznam 45/45. Jeho princip je naznačen na obr. 1-1. Rycí nůž s
vrcholovým úhlem 90° je poháněn dvěma navzájem kolmými systémy (obvykle elektrodynamickými s pohyblivými cívkami) s tím, že celá soustava je pootočena proti rovině desky o
úhel 45°. Tak jsou oba kanály zaznamenány stejným kombinovaným stranovým (Berlinerovým) a hloubkovým (Edisonovým) způsobem. Tato úprava má tu výhodu, že životnost i
zkreslení obou kanálů je stejné. Při monofonním záznamu a i při umístění stereofonního zvukového obrazu přibližně do středu vzniká vektorovým součtem obou sil téměř čistě stranový
záznam. Ten má konstantní průřez drážky a proto menší zkreslení a velkou životnost.
Pohyb do strany tj. v rovině kolmé na desku a procházející osou otáčení desky vede na
další důležitý pojem - stranová výchylka ys. I když původní dimenze signálu je časová, na
desce je konzervována do délkového rozměru. Proto je někdy výhodné vyjádřit signál v této
transformaci. Poslouží k tomu následující úvaha:
ϖ.t = 2π.f.t = 2π. vd. .t / λ = 2π . x / λ.
(1.3)
Když bude předpokládat, že signál je harmonický, pak se stranová výchylka bude rovnat
ys = Ys . sin ϖ t = Ys. sin ( 2π . x / λ )
(1.4)
Když provedeme časovou derivaci stranové výchylky dostaneme stranovou rychlost vs
2
vs = dys / dt = ϖ.Ys. cos ϖ t = Vs . cos ϖ t.
(1.5)
Zde jsme zavedli substituci, že Vs = ϖ.Ys ,
kde Vs je amplituda stranové rychlosti.
Podle normy ČSN je v pásmu kmitočtů 500 Hz až 2,1 kHz dovolená maximální stranová
rychlost Vs = 0,25 m/s. Z rovnice 1.5 je vidět, že při konstantní stranové výchylce tj. Ys nezávislém na kmitočtu , roste amplituda stranové rychlosti Vs s kmitočtem lineárně. Naopak bude-li Vs kmitočtově nezávislé( tedy konstantní), bude amplituda stranové výchylky Ys růst s
klesajícím kmitočtem hyperbolicky tj. velmi prudce.
Provedeme-li i druhou časovou derivaci stranové výchylky dle rovnice 1.4 , dostaneme stranové zrychlení as
as =d2 ys / d t2 = d vs / dt = - ϖ2.Ys. sin ϖ t = As .sin ϖt.
(1.6)
Zde jsme zavedli substituci As = - ϖ2 .Ys = - Vs.ϖ .
As je amplituda stranového zrychlení.
Bez ohledu na znaménko při kmitočtově nezávislé stranové výchylce bude stranové zrychlení
As ( tedy amplituda) růst s kmitočtem velice prudce ( parabolický) . Jelikož je snímací systém
přenosky mechanický je schopen bez zkreslení pracovat jen s určitou hodnotou zrychlení
(jakési mechanické „ztěžknutí “). Jako limitní hodnota se udává číslo 2000 G (zrychlení zemské tíže). Z těchto úvah byla vytvořena asi v roce 1953 norma, která je známá jako RIAA (u
nás ČSN 368401). Je kombinací systému s konstantní stranovou rychlostí (střední pásmo kmitočtů) a konstantní stranové výchylky (ostatní kmitočtová pásma) – obr.1-2.
Obr.1-1. Šikmý křížový záznam
Obr.1-2. Záznamová norma RIAA
U nejčastěji používané přenosky s „rychlostním“ systémem - magnetodynamický systém s
pohyblivým magnetem MM, s pohyblivým jádrem MI nebo s pohyblivými cívkami MC je
průběh veličiny Vs přímo průběhem výstupního napětí přenosky při normované zátěži (blízko
stavu naprázdno).
1.2 . Ztráty a zkreslení u gramofonového záznamu zvuku
a) Průřez rycího hrotu je trojúhelníkový (je to obrábění, řezání), průběh snímacího hrotu je
naopak oblý - obvykle kruhový, u lepších snímacích hrotů oválný (eliptický) nebo i složitějších tvarů - Shibata, triradial . Hrot se má dotýkat boků drážky ve dvou bodech po stranách.
Bude-li však zakřivení drážky (křivost) větší než je ekvivalentní poloměr hrotu, dojde k nežá-
3
doucímu tříbodovému doteku a značnému zkreslení. Sníží se eliptickým hrotem, ten je v dané
rovině štíhlejší.
b) Hlavně při průchodu drážky signálovou nulou je přiliž tlustý snímací hrot vytlačován směrem „nahoru“ - vznikne parazitní kmitání v rovině kolmé k záznamu dokonce s kmitočtem 2 x
vyšším než je zaznamenán.
c) Kruhový hrot se po boku drážky odvaluje a tak se pohybuje po mírně jiné dráze než je záznam - vzniká dotekové zkreslení. Používá se určité „předzkreslení“ při záznamu (systém
Neutrex nebo Dynagroove).
d) Deska se ryje tangenciálně - rycí hlava se pohybuje servopohonem přímočaře přes povrch
desky, při snímání hlavně levnějšími přenoskami se tato otáčí ( arkusový způsob snímání).
Pak může osa přenoska s tečnou k drážce svírat určitý nežádoucí úhel. Vznikne chyba stranového úhlu a tím kosoúhlá projekce záznamu tj. zkreslení. Velkou pomoc představuje zalomení
raménka tj. buď ohyb trubky raménka, nebo šikmé připevnění hlavičky snímací vložky. Tak
lze velice výrazně snížit „šilhání“ přenosky vůči drážce. Řešení je běžně publikováno např.
v [1]. Zalomením raménka se sice téměř odstraní chyba stranového úhlu, ale díky šikmo položené přenosce to při rozkladu třecích sil v drážce vede ke vzniku nežádoucí síly, která tlačí
hrot ke vnitřní straně drážky, do středu. Tomuto jevu říkáme „skating“, neboť způsobuje
„bruslení“ přenosky. Odstraňuje se pérovými, magnetickými nebo jinými systémy (pomocí
vláken a závaží) - antiskating. Proto lepší přenosky bývají tangenciální a to buď vlečené, nebo
poháněné servopohonem.
e) Dynamické jevy u gramofonu. Celý snímací systém má určitý moment setrvačnosti daný
známým fyzikálním vztahem J = m.r2, kde J je moment setrvačnosti, m je hmota přepočítaná
do těžiště a r je vzdálenost těžiště a osy otáčení. Hmotnost je v mechanicko-elektrických analogiích vyjádřena jako indukčnost, naopak poddajnost (opak tuhosti) snímacího systému jako
kapacita. Celek je dle Thompsonova vztahu svázán s rezonancí soustavy. Ty by měla ležet
pod akustickým pásmem (pod 20 Hz) , ale měla by být nad cca 7 Hz (mechanické vibrace u
pohonných mechanizmů).
2. Optický ( filmový) záznam
prožil v nedávné minulosti velice zajímavou anabázi. Nejprve se zdálo, že cca před 30 lety
bude zcela vytlačen kvalitnějším magnetickým záznamem, který hravě umožňoval mnohakanálové (2 až 6 ) záznamy potřebné pro filmové účely. Záhy se však ukázalo, že při obvyklém
nešetrném zacházení s kopiemi při promítaní v distribuci bývá magnetický záznam často poškozen, částečně smazán nebo prokopírován a tak se filmaři zase pokorně vrátili ve značném
procentu případu k optickému záznamu, který je jednak filmové technologii bližší (kopíruje
se současně s obrazem) a do jisté míry je „ nezničitelný. Navíc se v poslední době velice rafinovaně nahradila původní jednokanálová verze za verze vícekanálové a dokonce i díky výborné kvalitě filmových materiálů i digitální. Nejběžnější soustava pochází od známé americké firmy Dolby a je známá jako Dolby Stereo. V základní verzi je to vlastně čtyřkanálová
analogová soustava se záznamem na kraji filmového pásu vedle perforace. Na každé straně
jsou dvě zvukové stopy s tzv. plošným záznamem. Stopa je průhledná a obklopená sytě černým okolím - obr. 2-1. čtyři kanály jsou obvykle využity k napájení tří reproduktorů za promítacím plátnem ( levý L, pravý R, středový C) a čtvrtý zadní slouží k přenosu hluků okolí
(šum moře, vítr, hluk motoru, střelba atd.) Zadní kanál bývá často vylepšen reduktorem šumu
( Dolby A, Dolby B nebo nejkvalitněji Dolby SR - viz další kapitoly). Z těchto kanálů se někdy elektricky vyděluje jeden společný kanál pro přenos hlubokých složek signálu pod cca
120 Hz - subwoofer. Soustava je kompatibilní, takže i málo vybavená kina hrají alespoň mo-
4
nofonní kanál. Záznam může být i kódován některou verzí systému Surround sound - viz dále.
To je výhodné hlavně pro domácí AV soustavy a videodistribuci. Nejnovější soustava Dolby
Stereo SR* D digital) má už zmíněné 4 stopy analogové doplněné stopou digitální. Ta připomíná „rozsypaný čaj“ a je umístěna přerušovaně mezi perforaci - obr. 2-2. Při poškození
nebo nekorektnosti digitální stopy (ta může být i více jak 6-ti kanálová) systém automaticky
přejde na analogový způsob snímání a sám se potom zase k digitálu vrátí. Podobný systém
navrhla i firma Sony jako SDDS (Sony Digital Dynamic Sound), který je dokonce 8-mi kanálový. Díky jemnější struktuře elementů je dosti zranitelný a vůbec je málo rozšířen - obr.2-3.
Jako poněkud kuriózní soustavu lze jmenovat princip DTS (Digital Theater Sound) firem
MGM, Universal Studio a Matsushita, která zvuk reprodukuje nikoliv z filmového pásu, ale
ze zvláštního kompaktního disku (spíše s DVD), který je filmem synchronizován. Může mít
až 6-ti násobnou jazykovou verzi a pod. výhody. Zatím ale jednoznačně vedou soustavy Dolby. a to jak analogové, tak i digitální, někdy využívající redukci datového toku Dolby typu
AC-2 nebo 3, ale i postupy MPEG.
Obr. 2-1. Analogové Dolby Stereo
Obr.2-2. Digitální Dolby Stereo
Obr.2-3. Sony Digital Dynamic Sound ( A analog. stopy, C okraj filmu, B digitální stopy)
Podrobnosti o redukovaných digitálních a vícestopých maticových analogových soustavách
budou v příslušných kapitolách.
I když to není běžně známé, moderní filmové materiály předčí více jak 8 x svou rozlišovací
schopnosti i nejmodernější hlavně CCD snímače, takže dnes pořád ještě představují nejkvalitnější uložení obrazu (ale i zvuku) . Proto se s nimi asi ještě dlouho budeme shledávat.
5
3. Magnetický záznam zvukových signálů
3.1. Úvod
Jako paměťové médium využíváme feromagnetikum s velkou plochou hysteresní smyčky tj. s
velkou hodnotou koercitívní síly (dříve se říkalo materiály magneticky „tvrdé“). Tato aktivní
látka je obvykle ve formě tenké vrstvy nanesena na podložku z plastické hmoty (polyetylén) pásky a kazety, nebo flopy disky a magnetické karty ) či konečně na kovové (duralové) disky
- hard disk. Informaci při záznamu dodává obvykle nahrávací magnetická hlava ve formě lokální magnetizace. Jako původní signálová veličina je obvykle k dispozici el. signálový
proud, ten v magnetickém obvodu nahrávací hlavy způsobí magnetomotorickou sílu ( intenzitu mg. pole) H a přes pracovní křivku záznamového média a to i s ohledem na pomocné signály (předmagnetizaci) a i předchozí stav magnetického nosiče se projeví jako remanentní
indukce Br v magnetické vrstvě. Přitom je ještě rozdíl mezi indukcí B ( pro dobu působení
pohonné síly H) a zbytkovou remanentní indukcí Br. Celý tento proces by hlavně u analogového záznamu měl být lineární. Pro zopakování základních magnetických vlastností feromagnetik poslouží obr. 3-1, kde jsou vyznačeny i stavy počáteční magnetizace původně neutrálního nosiče, cyklická opakovaná magnetizace (hysteresní smyčka - ta může být „malá“- nenasycená, nebo „velká“, nasycená). Pro vlastní záznam jsou zřejmě k dispozici body na vertikální ose v rozsahu +BrM až -BrM .. Konkrétní velikosti magnetických veličin poznáme v odstavci o vlastnostech magnetofonových pásků. Jelikož má magnetická vrstva paměťové vlastnosti, je to obvod sekvenční a výsledek pochopitelně bude záviset i na počátečním stavu média před záznamem. Proto se kupodivu nejprve musíme zabývat možnostmi mazání záznamu,
který právě magnetickou vrstvu připraví k opětovnému záznamu.
Jen u digitálního záznamu obvykle nemažeme starý záznam, ale díky všem aktivním hodnotám nového záznamu starou informaci přepíšeme. Historicky nejstarším způsobem mazání
magnet. záznamu (pochází od objevitele - dánského poštovního úředníka Valdemara Poulsena
- princip záznamu je z roku 1898, mazání a ss předmagnetizace je z roku 1907) je stejnosměrné mazání tak velkým magnet. polem, že vede k bezpečnému přesycení nosiče. Intenzita pole
musí být tedy větší jak HM. . Princip mazání nasycením je na obr. 3-2. Z počáteční hodnoty
remanence (třeba o velikosti Br ) se přes bod nasycení 2 po odeznění mazacího pole (vzdálení
nosiče) bod ustálí ve výsledném bodě 3 . Dolní část obr. 3-2 naznačuje obvykle přibližně
Gaussovské rozložení magnet. pole nad štěrbinou mazací hlavy, která zajistí plynulé odeznění
pole.
Obr.3-1. Magnetické vlastnosti
Obr.3-2. Mazání stejnosměrným polem
6
Abychom zjistily vlastnosti záznamu provedeném na ss smazaný (nasycený) nosič, zkonstruujeme tzv. remanentní charakteristiku nasyceného nosiče - obr. 3-3. Vyjdeme z bodu nasycení
třeba BrM a hledáme body remanentní indukce odpovídající jednotlivým libovolně voleným
hodnotám intenzity pole H. Přitom musíme pamatovat na určité „zapomínání“ - snížení hodnoty z B na Br. Dostaneme křivku A označenou jako RMCH a to je hledaná pracovní (remanentní) charakteristika při mazání určitou kladnou polaritou pole. Může nastat i druhý stav křivka B při mazání opačnou polaritou pole. Čára RMCH je značně zakřivená, nelze použít
horní plochou část (stejná polarita mazacího a nahrávacího mg. pole), ale jen opačnou polaritu. Tato část je alespoň částečně lineární, lze na ní najít určitý střed - bod P a do toho je vhodné pomocí stejnosměrné předmagnetizace (vždy opačné polarity jak bylo mazací pole) nastavit klidový pracovní bod záznamu. Výsledkem je relativně slušný záznam, který má jen jednu
vadu: jednotlivé částečky magnetické vrstvy jsou vždy mírně odlišné a tak rozdílnou velikostí remanentních indukcí vzniká značný šum. To byla až do roku cca 1941 (kdy Weber a Braunmuhl objevili náhodou v Berlíně vysokofrekvenční předmagnetizaci) hlavní nevýhoda záznamu na nasycený nosič.
Mazání může být provedeno i jinak.
Napájíme-li mazací hlavu vysokofrekvenčním proudem-obr.3-4 pak během průchodu částice
nad štěrbinou mazací hlavy dojde nejprve k cyklickému magnetování rostoucím polem (zhruba v první polovině šířky štěrbiny) a při dostatečné velikostí proudu se určitě dostaneme i na
„velkou“ hysterezní smyčku - záznam je smazán. Ve druhé klesající části pole štěrbiny probíhá magnetizace cyklicky po zmenšujících se hysterezních smyčkách, která ale už mají bezpečně symetrickou (středovou) polohu. Nakonec při opuštění mezery mazací hlavy je pásek
dokonale smazán – je neutrální. I když je materiál nehomogenní, v neutrální poloze nemůže
šumět. Byl odstraněn nepříjemný klidový šum nosiče. Situace je naznačena na obr. 3-4.
Obr.3-3. Remanentní charakteristika
nasyceného nosiče
Obr.3-4. Vysokofrekvenční mazání
Na dalším obr. 3-5 je naznačena konstrukce remanentní (pracovní) charakteristiky tentokrát
pro neutrální pásek. Výchozím bodem je tady počátek a hlavní čára je křivka prvotní magnetizace KPM. Hledaná čára RMCH respektuje částečné „zapomínání“ materiálu, tedy rozdíl
mezi indukcí a remanentní indukcí. Ani tato čára 2 není hlavně v okolí kolem počátku přiliž
lineární, navíc je sklon (strmost) této čáry v okolí počátku téměř nulový. Záznam slabých
7
signálů by nebyl možný, u velkých by chyběla pasáž kolem průchodu nulou signálu. Zavádět
do této úvahy nějakou ss předmagnetizaci by vedlo ještě k horším výsledkům, jak u případu z
obr. 3-3. Daleko lepším řešením je zavést do obvodu symetricky situovanou vysokofrekvenční předmagnetizaci dle obr. 3-6.
Obr.3-5. Remanentní charakteristika
Obr.3-6. Princip vf. předmagnetizace
Bude-li amplituda vf. pole taková, že dosahuje právě do bodů P, superponovaná (přičtená,
není to amplitudová modulace!) nf signálová složka zasahuje jen do lineární středové části
remanentní charakteristiky a bude-li její rozkmit vhodně omezen, je záznam kvalitní a přitom
bez šumu. Střední hodnota budícího signálu je totiž stále nulová. Na výstupu sice získáme
velice zkreslený průběh vf předmagnetizace, ale jelikož se vlastní magnetický materiál díky
omezenému hornímu meznému kmitočtu chová jako integrátor, výsledkem je zprůměrovaná
obálka naznačeného průběhu vlevo. I u tohoto záznamu se pochopitelně objevuje šum, není
ale klidový a postihuje jen ty body záznamu, které zasahují dále od počátku a u kterých se
projeví disperse (rozptyl magnet. vlastností). Mluvíme o tzv. modulačním šumu. Ten je obvykle maskován silným signálem a jen znalci ho postřehnou jako určité zdrsnění přenášeného
zvuku.
Běžná relace je taková, že vf předmagnetizace má amplitudu až 10 x větší jak nf. užitečný
signál. Kmitočet předmagnetizace bývá asi 60kHz až 200 kHz. Vyšší kmitočet používají profesionální rychloběžné magnetofony. Je zajímavé, že vf předmagnetizace byla objevena náhodou díky kmitajícímu záznamovému zesilovači.
Švýcarský fyzik Camrase navrhl velice elegantní grafickou metodu na konstrukci výsledné
pracovní (budeme ji říkat přenosová) charakteristiky, která respektuje jak vlastnosti magnetické vrstvy, tak i konkrétní velikost předmagnetizace - obr. 3-7. Při troše trpělivosti můžeme
zkoušet výsledné tvary přenosové charakteristiky při různých velikostech předmagnetizačního
pole. Obvykle to nemusíme dělat, postará se nám o to výrobce magnetofonových pásků.
8
Obr.3-7. Přenosová charakteristika neutrálního nosiče
Výsledkem je střední čára označená jako přenosová charakteristika a ta by měla být:
a) lineární - vznikne malé harmonické zkreslení THD
b) dlouhá - dostaneme velikou dynamiku (velký zpracovatelný rozsah hodnot) signálu
c) strmá - bude velká citlivost ( výtěžnost) záznamu
V praxi to snadno zjistíme v sadách grafů, se kterými se seznámíte i v laboratoři.
Z předchozího plyne, že nastavení optimální vf předmagnetizace je pro analogový magnetofon velice důležité a že je nutno je upravovat např. podle použitého mgf. pásku. Lepší, hlavně
kazetové magnetofony mívají někdy zabudovanou automatiku pro nastavení správné předmagnetizace pro používaný mgf. nosič. Jelikož ale obecně platí, že pro záznam nízkých kmitočtů signálů potřebujeme větší a pro záznam vysokých kmitočtů menší předmagnetizaci, bývají moderní přístroje dále doplněny automatickou (dynamickou ) předmagnetizací. Obvykle
je to realizováno soustavou Dolby HX-PRO - viz dále.
3.2. Snímání magnetofonového záznamu.
Provádí se nejčastěji podobnou hlavou jako je mazací či záznamová, které pracují na indukčním principu. Jen stacionární záznamy (magnetické karty v bankomatech, identifikační a jiné
karty) používají snímaní hlavou na principu Hallovy sondy. Proti mazací a nahrávací hlavě
má snímací hlava obvykle velice úzkou štěrbinu, neboť záměrem je snímání nikoliv integrálu
nahraného signálu, ale okamžité hodnoty. V poslední době se někdy používají i hlavy na
magnetorezistivním principu MRH (hard disky počítačů, digitální soustava DCC atd.) V každém případě není vstupní veličinou pro snímání remanentní indukce Br , ale projev této indukce a tou je vnější magnetický tok Φv . Podle Faradayova zákona pak pro indukované napětí a harmonický průběh signálu platí
Uind ef = 4,44.n.Φv.ds.f,
(3.1)
kde n… je počet závitů snímací hlavy, Φv je okamžitý vnější mg. tok a ds je šíře stopy na
pásku nebo disku.
Tento vzorec udává ideální napětí, snímač je „rychlostní“, neboť napětí roste lineárně s kmitočtem. Skutečnost je podstatně jiná a je určena tzv. chybovými funkcemi, kterými toto ideální indukované napětí násobíme - viz dále.
9
3.3. Ztráty a zkreslení u magnetického záznamu zvuku.
a) Ztráty vířivými proudy v jádře vznikají tehdy, je-li jádro hlavy elektricky vodivé a lze je
výrazně snížit použitím ferokeramiky (feritu), nebo dělením jádra na izolovanéch plechy .
b) Demagnetizace - má dvě příčiny:
1) Vlastní demagnetizace vzniká tak, že hlavně vysoké kmitočtové složky signálu při malých
posuvných rychlostech media dle vztahu (3.1) vytvářejí velice krátké elementární magnetické
dipóly o délkách řádu µm a ty vytváří velice silný demagnetisační moment (efekt) k samovolnému vrácení do původní chaotické struktury. Tato vlastnost souvisí s určitou „jemnozrností“ materiálu ; ta je vyjadřována tzv. charakteristickou vlnovou délkou λo.
2) Záznamová demagnetizace je podobná vlivu konečné doby průletu nosiče náboje tloušťkou
báze u tranzistorů nebo průletové době u elektronek. Než se právě ovlivňovaná částice dostatečně vzdálí od záznamové štěrbiny, může být přepsána na jinou hodnotu .Oba jevy lze vyjádřit přibližnou vlnovou rovnicí, která udává chybovou funkci demagnetizace
A1 = e -λo / λ .
(3.2)
kde λo je zmíněná charakteristická vlnová délka média. U moderních materiálů pro záznam
video a digitálu bývá kolem 5µm. Klasické „ rychloběžné“ audio materiály mají hodnoty kolem 35µm. Např u materiálu s hodnotou 50µm, při rychlosti posuvu pásu 19 cm/s a f = 10
kHz dosahuje tato demagnetizace velice nepříjemné hodnoty cca A1 = 0,07 tj. -23 dB ! Tato
vlastnost dnes velmi výrazně limituje kvalitu záznamu a je středem pozornosti technologů
magnetických emulsí. Průběh této demagnetizační funkce je i na obr. 3-8.
c) Vliv tloušťky aktivní vrstvy magnetického nosiče. U velice dlouhých vlnových délek platí
jednoduchá úměra typu „čím tlustší, tím lepší“. U krátkých vlnových délek se naopak projevuje jakýsi magnetický skin efekt a vlastní záznam je proveden jen v poměrně tenké ( mikrónové ) vrstvě . Proto se dosti diskutuje o optimální tlouštce vrstvy na nosiči a je všeobecně
známo, že tenkovrstvé ( rovná se dlouhohrající ) pásky mají subjektívní dojem lepších výšek
(spíše slabší a zkreslenější hloubky) a tak někteří výrobci magnetofonů (hlavně slavný švýcarský Studer) dlouhohrající pásky vůbec nedoporučují. V grafu 3-9 je vyjádřena další chybová funkce A2 právě v závislosti na poměru h/λ kde h je tloušťka aktivní vrstvy nosiče.
Pro typický poměr
h = λ tj. h/λ = 1 dosahuje hodnoty - 16 dB a to je dosti závažné. S uvedenou skutečností souvisí i další poznatek. Nejkratší vlnovou délku v signálu má pochopitelně přímo předmagnetizace a tak obvykle pronikne jen do relativně malé hloubky aktivní vrstvy. Hlubší vrstvy jsou
bez vlivu předmagnetizace a tak např. při otěru horní vrstvy častým přehráváním (hrozí např.
u filmových kopií s magnetickým zvukem) se odhalí hlubší vrstvy se zkresleným záznamem
hlavně dlouhých vlnových délek. Norma proto vyžaduje měření vlastností i po cca 80 proběhnutí záznamu. Svého času se proto zkoušel Camrasův způsob tzv. vnější předmagnetizace
(cross field ), kdy předmagnetizace byla do materiálu dodávána zvláštní hlavou z druhé strany
pásu a nahrávací hlava na lícové straně dodávala jen nf signálové pole. Tak záznam pronikl
do celé hloubky a byl méně opotřebitelný. Tento způsob byl dříve podporován hlavně firmami AKAI a Tandberg. Dnes se používá málo, nehodí se pro vícestopé záznamy a kazety.
10
Obr.3-8. Demagnetizační funkce
Obr.3-9. Vliv tloušťky vrstvy
d) Vliv konečné šířky štěrbiny snímací hlavy - štěrbinová funkce ( aperturové zkreslení ).
Díky konečné šířce štěrbiny snímáme nikoliv okamžitou hodnotu toku, ale integrál okolí.
Tento jev se projevuje i u optického záznamu (také snímáme přes štěrbinu, ale i u konečné
šířky svazku laseru u kompaktních disků a u konečných rozměrů elektronového paprsku v
obrazových snímacích elektronkách v televizním provozu). Řešením určitého integrálu s mezemi danými šířkou štěrbiny dostaneme podobu další chybové funkce A3
A3 = SI ( π. bs / λ )
(3.3)
kde bs je šířka štěrbina snímací hlavy.. SI je funkce typu sin α / α.
V praxi nás obvykle zajímá absolutní hodnota této funkce. Jako křivka 1 je naznačena na obr.
3-10. Pro toto odvození jsme použily „obyčejný“ určitý integrál, čáru 2 dostaneme pro rozložení pole nad štěrbinou ve tvaru funkce „cosinus “, čáru 3 pak pro „cos2“ . Běžně používáme
čáru 1. Aby funkce byla blízká požadované jedničce, je nutno používat poměr bs / λ < 0,5.
U náročných záznamů, jako je video a digitální záznam je běžně používaná štěrbina s bs kolem 1µm. Je to technicky dosti obtížné. Štěrbina není prázdná, ale je vyplněna nemagnetickou folií ( bronz, sklo atd.)
Obr.3-10. Průběh štěrbinové funkce
Obr.3-11.Šikmá hlava
11
e) Nerovnoběžnost štěrbin záznamové a snímací hlavy.
Pokud budeme správně provedený záznam tj. přesně kolmý na osu stopy snímat šikmo umístěnou snímací hlavou, dojde dle obr. 3-11 k relativnímu rozšíření skutečné šířky snímací stopy na hodnotu bs‘= bs+ds .tgδ. Tato úvaha neuvažuje vliv současného snímání různých fází
signálu v celé stopě. Dostaneme tak další chybovou funkci
A4 = SI ( π.bs´ / λ )
(3.4)
U kvalitních magnetofonů je přípustná hodnotu úhlu δ cca 2 úhlové minuty!
f) Nedokonalý kontakt hlavy a povrchu media.
Hlavně u krátkých vlnových délek (tj. vysoké kmitočty a malá posuvná rychlost media ) je
úbytek signálu vlivem oddálení (tj. „krátkého“ pole) velice významný. Vede to k výpadku
těchto krátkovlnných signálů - dop-out. Ten může být jak při záznamu, tak pochopitelně i při
snímání. Je velice nebezpečný hlavně při záznamu dat (HD a FD u počítačů) a u digitálního
záznamu. Tento jev je dán další chybovou funkcí
A5 = e .exp ( - 2.π.s / λ )
(3.5)
kde s je vzdálenost hlavy a povrchu pásu. Pokud je konstrukčně zařízení navrženo jako bezkontaktní (třeba hard disky u počítačů mají plovoucí hlavy ), pak se s tímto jevem musí počítat. Tuto funkci lze upravit logaritmováním přímo na vyjádření v dB:
A5 dB ≅ 55. s / λ .
(3.6)
Z tohoto vzorce je vidět, že při krátkých vlnových délkách i mezery řádu µm způsobí totální
výpadek signálu. Velký problém to dělá hlavně u klasických kazetových magnetofonů (kazety
CC ), kdy je přítlak pásu velice pochybný a provedený jen plstěným polštářkem.
g) Přeslech mezi stopami vícestopého ( multitrack ) záznamu souvisí s pronikáním „dlouhého“ pole velkých vlnových délek (nízké kmitočty a velkorychlostní magnetofony) do sousedních stop. Dosah pole může být i několik mm a tak obvyklá dělící vzdálenost mezi stopami
nezaručuje nulový přeslech. V podstatě to přiliž nevadí, když v běžné studiové praxi takto
postupně (playbackem ) nahráváme jednotlivé nástroje nebo skupiny orchestru, nebo jsou to
dva kanály jednoho stereofonního snímku. Velice to ovšem vadí, pokud každá stopa nese jinou a nezávislou informaci. Běžná dělící vzdálenost mezi stopami je u CC kazety 0,35 mm a
cca 1 mm u mnohastopých pásů.
h) Nežádoucí kopírování sousedních vrstev pásku se řídí podobným principem jako u bodu g)
a týká se hlavně dlouhých vlnových délek ( hluboké tóny). To, jestli se tato sousední informace prokopíruje závisí na teplotě (větší teplota „narovnává“ přenosovou charakteristiku v okolí
počátku a tak zvyšuje její strmost - běžné pásy se při cca 1O5°C prokopírují téměř „dokonale“). Velice se zvětšuje tehdy, když je pás nebo kazeta vystavena nějakému magnetickému
poli, které funguje jako předmagnetizace. Proto musíme mgf. nahrávky chránit před poli motorů, silových rozvodů, transformátorů atd. Prokopírované nahrávky pak způsobují pre-echo
nebo post-echo - ozvěnu před nebo za silným zvukem. To vadí hlavně u dramatických děl
(rozhlasové hry) a mluveného slova vůbec. Pomaloběžné magnetofony (kazetové) s tím
nemají tak velké problémy.
12
3.4. Vlastnosti magnetofonových pásů
Pro zvukový, obrazový ale i digitální záznam používáme nejčastěji tři druhy magnetických
vrstev. Typ I je tvořen oxidem železitým Fe2O3 v krystalografické formě γ . Ten je nejběžnější a pro zvukové záznamy analogových signálů je velmi úspěšně zlepšován. Typické magnetické vlastnosti tohoto typu jsou : H M = 30 kA / m, BrM = 0,15 T. Typ II je tvořen oxidem
chromičitým (chromdioxydem ) CrO2 . Typické hodnoty jsou HM =39kA/m a BrM = 0,18 T.
Tyto vrstvy mají dobré vlastnosti na krátkých vlnových délkách, někdy jsou ale horší u hloubek. Je to nejběžnější vrstva pro video. Dříve existoval i Typ III ( tzv. ferochrom) - dvouvrstvý pásek (dole Fe pro hloubky a nahoře Cr pro výšky), ale pro mechanické potíže se dnes
prakticky nepoužívá. Nejlepší a také pochopitelně nejdražší je Typ IV ( metal) s vrstvou jehličkových kovových krystalů Fe. Někdy jsou tyto krystaly povrchově upraveny kobaltem.
Typické vlastnosti jsou HM = 77 kA/m a BrM = 0,37 T. Jejich hysteresní smyčka je v obou
rozměrech prakticky dvojnásobná. Tento druh pásku má při záznamu výrazně jiný pracovní
bod a přístroj s jejich použitím musí konstrukčně počítat. Běžně se používá pro záznam digitálních signálů (systém R-DAT a pod.)
3.5. Měření a nastavování magnetofonů ( analogových)
bude prováděno v laboratoři, zde jen pár poznámek. Hlavní nastavení spočívá ve zjištění optimální předmagnetizace. Přístroj lze nastavit na minimální harmonické zkreslení THD, na
maximální citlivost, na minimální šum a konečně na dobrý přenos krátkých vlnových délek
(výšek) . Moderní pásky mají naštěstí první tři nastavení relativně blízko sebe, nastavení na
dobré výšky trochu vybočuje. Pokud nepoužijeme Dolby HX-PRO musíme hlavně u pomaloběžných kazetových přístrojů udělat kompromis.
Pro nastavení potřebujeme sadu grafů, které všechny tyto vlastnosti u daného pásku vyjadřují
v závislosti na předmagnetizačním proudu. Budou publikovány v laboratorním návodu.
Podivností všech norem světa je to, že lichotí výrobci proti zákazníkovi. Zkreslení se sice
měří i při plné úrovni, ale kmitočtová charakteristika vyžaduje snížení úrovně o 20 dB ( na
1/10 napětí). Pak zjistíme, že studiový magnetofon s udaným horním kmitočtem 15kHz hraje
výrazně lépe než kazetový s údajem 25kHz. Naštěstí seriozní výrobci udávají i charakteristiky
při zvýšeném vybuzení i když někdy nejsou moc dobré.
Důležité měření je měření THD, kde narazíme na ten problém, že u všech strojů mírně kolísá
posuvná rychlost . To vede k parazitní frekvenční modulaci a běžné měřiče zkreslení s „břitvovými“ filtry nelze použít. Měření proto provedeme na přístroji s pásmovou zádrží, nebo
kmitočtovým analyzátorem s třetinoktávovými filtry.
Měření tohoto kolísání lze provést i speciálním programem DStudio na PC , nebo přístroj
zvaný „tremolometr“. Tyto měřiče rozlišují rychlé a pomalé kolísání , kdy hlavně rychlé tremolo ruší velice poslech hlavně u nástrojů, které „ vibráto“, jak tomu říkají hudebníci , nemají
(klavír ).
Digitální nahrávky tyto problému neznají vůbec, čtení záznamu je závislé na obsahu paměti
(buffer) a je obvykle řízeno krystalem. I když otáčky záznamového media (nejčastěji CD
disk) kolísají, na kvalitu zvuku to obvykle nemá žádný vliv. Dokud je nenulový obsah vyrovnávací paměti – dokud je co hrát, čtení probíhá bez problému. Některé systémy (Minidisc
Sony i jiné) mají běžně montovanou vyrovnávací paměť řádu cca 4 a více sekund .
13
4. Zpracování nízkofrekvenčních signálů
4.1. Vstupní zesilovače ( VZ ), šumové vlastnosti
Tyto obvody mají za úkol kvalitně tj. s malým šumem, zkreslením a definovanou vstupní a
výstupní impedancí zpracovat signál ze zdroje elektroakustického signálu. Výstupní napětí zdrojů (gramofonová přenoska, optický snímač a magnetofonová snímací hlava) bývají
řádu 1 mV i menší a běžně požadujeme odstup větší jak 60 dB. Tak se dostáváme k úrovni
rušivých signálů pod 1µV. Přitom hlavně v profesionálním provozu musí mít vstupní zesilovač dobrou přebuditelnost. Je to obvykle v dB vyjádřený poměr mezi jmenovitou vstupní
úrovní a takovou větší, která není ještě limitována zesilovačem. Při hodnotě např. 35 dB
(lineárně asi 30 x) musí vstupní zesilovač s velmi malým zkreslením ( řádu O,O1%) zpracovat napětí i 30mV. Navíc je namístě úvaha, zda bude vstupní brána zesilovače v provedení
nesymetrickém (živá svorka a zem), jak je to běžné u komerčních výrobků, nebo symetrická.
Tento druhý způsob je běžný v profesionální praxi a začíná pronikat i do špičkových výrobků
komerčních (high end). Dříve byly používány speciální signálové transformátory, dnes je častěji vstup VZ proveden jako tzv. přístrojový operační zesilovač ( viz dále ).Velice často řešíme VZ tak, že při přivedení patřičného signálového napětí na vstup odevzdává na výstupu
napětí řádu 300 mV a to už i kmitočtově korigované. Z toho plyne očekávaná struktura VZ,
kde najdeme stupně s malým šumem a pak stupně s kmitočtovou korekcí zpravidla reciprokou
ke kmitočtové charakteristice zdroje signálu. Méně často bývají oba tyto zásahy provedeny v
jednom bloku.
V dalším si rozebereme zásady návrhu stupňů VZ s ohledem na šum. Nejprve se budeme zabývat šumem aktivních prvků ( tranzistorů a operačních zesilovačů) - lit. [2], [1], [9].
Šum bipolárních tranzistorů má dva základní zdroje
a) Šum bázového obvodu . Ten souvisí s tzv. šumovým odporem v bázi Rnb a lze jej určit za
známého Johnsonova vztahu pro termální šum rezistorů
unb2 = 4. k.Θ. Rnb .∆f
(4.1)
kde: k je Boltzmannova konstanta k = 1,38.10-23 J/K., Θ je teplota v Kelvinech a ∆f je šíře
pásma (obvykle pro pokles -3dB).
Obvyklá hodnota šumového odporu Rnb bývá v desítkách Ω , ale jsou i tranzistory s hodnotou
2Ω. V novějších katalozích bývá častěji udáno přímo toto napětí unb . Někdy pro šířku pásma
20 Hz až 20 kHz (pak lze očekávat hodnotu pod 10µV), nebo častěji v poněkud podivné normované podobě nV / Hz . Obvyklé hodnoty jsou pak cca 10 nV/ Hz1/2 , ale i pod 1 nV. Skutečné šumové napětí získáme dosazením příslušné šířky pásma pod odmocninu.
b) Šum emitorového obvodu. Druhým zdrojem šumu je podle Schottkyho vztahu šumový
zdroj proudu v obvodu báze-emitor
ine2 = 2.q.Ib.∆f ,
(4.2)
kde q je náboj elektronu q = 1,6.10-19 C a Ib je ss proud bází.
Běžná hodnota tohoto proudu je 0,1 až 10 pA / Hz1/2 .
14
Třetím zdrojem šumu ve vstupním obvodu je vnitřní odpor vlastního generátoru Rng (reálná
část impedance zdroje signálu). Použijeme opět Johnsonův vzorec
ung2 = 4.k.Θ.Rg.∆f.
(4.3)
Jelikož jsou to složky nekorelované, dostaneme jejich výsledné působení jako součet čtverců
jednotlivých příspěvků.
Poznámka: I když je pravda, že zdrojem termálního šumu může být jen reálná složka impedance ukazuje se, že díky vzniku komplexního děliče může na přenos šumu mít vliv i jeho
imaginární složka. Přesněji řečeno modul impedance.
Na obr.4-1 je naznačena situace na vstupu. Zde pak předpokládáme, že následující tranzistor
je bez šumu - ideální. Šum kolektorového obvodu je u Si tranzistorů možno zanedbat. Aby
všechny tři zdroje měli stejnou povahu (byly to zdroje napětí) budeme předpokládat, že
vstupní odpor zesilovače Rin je podstatně větší jak odpor generátoru Rg , což bývá obvyklé.
Hovoříme pak o tzv. napěťovém buzení, které díky chodu generátoru naprázdno dává pochopitelně největší signálové napětí. Opačný případ, kdy Rin < Rg vede na méně časté proudové
buzení. Stav impedančního přizpůsobené Rg = Rin se používá jen u dlouhých vedení. Obecný
případ řeší vzorec 4.4. U nf signálů pracujeme totiž s tak dlouhými vlnovými délkami, že obvyklé metrové délky spojů nehrají roli. Při dopravě na větší vzdálenosti ( nad cca 100m) už
ale musíme vedení přizpůsobit. To ale obvykle provádíme na vyšší signálové úrovni (nejčastěji O,775 V u nesymetrického vedení a 1,55 V u symetrického).
Obr. 4-1. Šumové poměry na vstupu
Pro další počítání bude výhodné, když zdroj proud převedeme na zdroj napětí
une2 = ine2 . ( Rg // Rin )2 .
(4.4)
kde značka „//“ značí paralelní spojení obou odporů.
Pak výsledné šumové napětí na vstupu bude
un12 = unb2 + ung2 + une2 = 4.k.Θ.Rnb.∆f + 4.k.Θ.Rg.∆f + 2.q.Ib.∆f.( Rg // Rin )2 .. (4.5)
Známá definice šumového čísla je definuje jako výkonový poměr signál ku šumu (S/N) na
vstupu k výkonovému poměru S/N na výstupu. Když přejdeme od výkonů k poměru u2 / R,
pak se příslušné vstupní a výstupní odpory krátí a dostaneme definici
F = ( ug2 . un22 ) / ( ung2 . u s2 2 ) = un22 / ( Au2 . ung2 ).
kde Au je napěťové zesílení Au = us2 / ug .
15
(4.6)
Dále ještě můžeme zavést přepočet
neme
un1 = un2 / Au . Po dosazení rovnice (4.5) do (4.6) dosta-
F = un12 / ung2 = Rnb / Rg + 1 + ( q.Ib.Rg ) / 2.k.Θ..
(4.7)
pro pokojovou teplotu má člen q / 2.k.Θ hodnotu známého „teplotního napětí“ o velikosti 20
[1 / V] a vzorec pro šumové napětí bude mít tvar
F = 1 + Rnb / Rg + 20.Ib .Rg .
(4.8)
Fyzikálně to znamená, že k ideální jedničce se přidávají dva rušivé členy - napěťový a proudový. Každý přitom závisí na jiných veličinách, takže jejich minimalizace je dosti obtížná.
Ale co je určitě pravda, že musíme vybrat tranzistor s malým šumovým odporem Rnb a použít
pracovní bod s malým proudem báze Ib ( tzv. hladový režim ). Nesmíme to ale přehnat, neboť
při malém proudu báze bude malý i zesilovací koeficient tranzistoru, takže vytvoříme stupeň
který sice nešumí, ale také nezesiluje. Zajímavou veličinou růstává odpor generátoru Rg. Malá
hodnota bude žádoucí u posledního členu, velká zase u prostředního. Budeme hledat lokální
minimum této rovnice.
dF / dRg = - ( Rnb / Rg 2) + 20.Ib = 0
(4.9)
Druhá derivace je kladná
d2F / dRg2 = + 2.Rnb / Rg3 > 0.
(4.10)
a tak jde o žádoucí minimum funkce a odpor Rg je optimální. Našli jsme hodnotu pro tzv. šumové přizpůsobení zdroje a zesilovače.
Rg opt = (Rnb / 20.Ib ) 1/2.
(4.11)
Konečně hledané minimální šumové číslo bude po dosazení do vztahu (4.8)
Fmin = 1 + ( 80.Ib . Rnb ) 1/2.
(4.12)
Tyto úvahy respektují tzv. bílý šum, ke kterému se ale na dolním okraji kmitočtů (pod cca
1kHz) přidává tzv. polovodičový, hyperbolický, 1/f atd. šum. Výhodné jsou hlavně tranzistory PNP, který tento zlom (kmitočet fB ) mají nižší - asi 500 Hz. Nejlepší jsou JFET tranzistory, které mohou mít fB i 2O Hz a navíc se u nich neuplatňuje proudová složka šumu – díky
velkému vstupnímu odporu pracují běžné zdroje signálu téměř vždy naprázdno. Mají ale obvykle větší napěťovou složku a navíc se špatně šumově přizpůsobují. Vyžadují totiž vnitřní
odpor generátoru Rg velice velký ( i nad 1MΩ) a to bývá těžko splnitelné.
Někdy se šumové číslo F s výhodou vyjadřuje v logaritmickém tvaru, kdy
FdB = 10 log F
(4.13)
Tato veličina se správně nazývá míra šumu. Dnes je ovšem situace značně jednodušší. Katalogy obsahují velice podrobné údaje a grafy, které umožňují návrh zjednodušit. Typický
spektrální průběh šumu pro různé pracovní podmínky je na obr. 4-2.
16
Obr. 4-2. Závislost šumového čísla na kmitočtu
Důležité informace lze najít v časopise Wirelles World may 1972 str. 233-237, v AR 1990 č.2
str. 65-70 a v č. 3. str . 105-108 a [5]. Výrobci navíc běžně za příplatek nabízejí součástky s
nízkým šumem. Dnes také ztratila svůj smysl diskuse o použití diskrétních prvků versus operační zesilovače. Moderní operační zesilovače se vyrábějí ve vynikající kvalitě, lze doporučit
např. výrobky firmy Analog Devices SSM 2017, japonské NMJ 4580, oblíbené ME 5532,
TL 072 a 074, OP 275, TS 922 a 924. Vynikající je LT 1028, který má v celém akustickém
pásmu zaručenou hodnotu šumového napětí 0,15µV a mnoho dalších. S diskrétních prvků lze
doporučit i běžné PNP tranzistory BC 560, unipolární JFET tranzistory LT 107, 2SK170 ,
2N 4393 atd.
Nesmíme ale zapomínat, že i ostatní (pasivní) součástky a dokonce i způsob provedení zpětné
vazby mohou nepříznivě ovlivnit šumové vlastnosti. Rezistory mají být nejlépe drátové nebo
alespoň s kovovou vrstvou. Je lépe požívat typy na větší výkon. Kondensátory jsou nejlepší s
pokovenou vrstvou plastu (PE), nebo papírové s přivařenými vývody. Nepříliš dobré jsou
keramické z bariumtitanátu a hlavně se nedoporučují elektrolytické. Pokud je to nutné, pak
vyhoví jen tantalové v „mokrém“ provedení. Špatné jsou Zenerovy diody a moc se nedoporučují potenciometry. Sériové odpory v bázi mají být malé, paralelní naopak velké . Pokud
musíme uměle snížit vstupní odpor zesilovače paralelním odporem (bočníkem) , pak lze s
výhodou použít tzv. bootstrapového efektu - aktivní tlumení ( actidamp) - viz dále, které pro
vstupní odpor představuje malou velikost, pro šum naopak velkou velikost odporu . Pro běžnou situaci napěťového buzení je výhodnější sériová zpětná vazba na vstupu, ale nemá být
přiliž silná. Hlavně po konstrukční stránce je vstupní zesilovač náročný obvod a vyplatí se
seznámit se s doporučením v literatuře - např. Amatérské radio řada B 1984 č.6 a [8] a [5 ].
K tomuto problému má ovšem také co říci dnes samostatný obor EMC (elektromagnetická
kompatibilita).
4.2. Rušení mimo šumu může mít i povahu :
a) Rušení střídavým elektrickým polem. Vzniká hlavně vyzařováním oscilátorů (mazací oscilátor v magnetofonu), jiskřením kontaktů, vyzařováním impulsních zdrojů a pod. Přenos
této formy rušení jednoznačně závisí na kapacitě mezi zdrojem a příjemcem rušení. Tuto
kapacitu lze snížit zvětšením vzdálenosti, snížením ploch obou komponentů, snížením die-
17
lektrické konstanty v mezeře mezi oběma plochami a hlavně statickým stíněním v mezilehlém prostoru (vytvořením ekvipotenciální plochy) . Velice významně lze snížit rušení tím, že
vlastní vstup provedeme jako symetrický. U těchto symetrických vstupů se obvod proti pronikání soufázových složek na obou živých vstupních svorkách brání známým činitelem CMR
(R), což je potlačení soufázové složky.
b) Rušení střídavým magnetickým polem .
Toto pole pochází nejčastěji od silových přívodů, síťových transformátorů, motorů, ale i od
filtračních a vazebních elektrolytických kondensátorů. Přijímačem tohoto rušení jsou hlavně
snímače pracující na elektromagnetickém principu (mgf. hlavy, magnetodynamické přenosky
a pod.) a rušení souvisí se vzájemnou indukčností mezi zdrojem a příjemcem rušení. Jako
ochranu používáme magnetické stínění z materiálu s vysokou permeabilitou µ. Kryt má být
vodivě uzavřen a raději vícevrstvový. Je lépe stínit malé těleso (mgf hlavu), než velké (síťový transformátor). Výpočty těchto krytů jsou např. v [8].
c) Rušení ze zemních vodičů a napájecích zdrojů .
Hlavní zásady jsou tyto:
1) Pro delší vedení používat vyšší úroveň signálu (nad cca 100 mV) a na nízké impeanci (nejlépe symetrická).
2) Používat symetrické vstupy ideálně s plovoucí zemí (transformátor, optoelektronická vazba).
3) Zemní vodič nesmí tvořit uzavřenou smyčku, stínící vrstvu kabelů (oplet) uzemňovati jen
na jednom konci a to u vstupní zdířky, oddělit signálové a silové zemnící vodiče, desky
plošných spojů blokovat samostatně atd.
4.3. Teplotní drifty tranzistorových stupňů
Toto rušení souvisí s tím, že na rozdíl od elektronek pracují tranzistorové stupně při teplotě
blízké pokojové. Aby námi zhotovené zařízení byl skutečně zesilovač a ne teploměr, je nutno
bojovat proti samovolným teplotním posuvům pracovních bodů (driftům) . Tranzistory mají
hlavní dva zdroje teplotní nestability - viz obr. 4-3 , které dosti připomínají i úvahy o zdrojích
šumu. Oba tyto jevy se v praxi liší jen kmitočtem změn. Obvykle se tvrdí , že změny pod 1
Hz jsou drift, nad 1 Hz (někdy nad 10 Hz) šum. První zdroj nestability je drift napěťového
zdroje mezi bází a emitorem ( dUbe) a druhý je kolísání zbytkového proudu mezi kolektorem
a bází (dIcbo).
Obr.4-3. Náhradní schéma driftových poměrů
18
Matematické řešení tohoto problému je např. v [10] a zde uvedeme jen výsledný vztah pro
poměrnou změnu zbytkového proudu kolektoru na změněnu bázového napětí. Tento parametr má fyzikálně charakter strmosti ( driftové strmosti) sledovaného obvodu
Sθ = dIcbo / dUbe = αB / [ RE + RB.( 1 - αB)]
,
(4.14)
kde Sθ je driftová strmost (má být co nejmenší, ideálně nulová), αB je proudový zesilovací
koeficient v zapojení se společnou bází ( h 21b - je blízký zleva k jedničce), RE a RB jsou odpory v příslušných elektrodách tranzistoru.
Aby driftová strmost byla malá (viz vztah 4.14), musí být velký odpor v emitoru (obvod se
chová jako zdroj proudu, má proudovou zápornou zpětnou vazbu) a také velký odpor v
bázi (báze je napájená zdrojem proudu). U složitějších obvodů tyto zásahy nestačí a obvod
musí být stabilizován obvykle celkovou tzv. driftovou (lépe řečeno antidriftovou) zápornou
zpětnou vazbou, která je někdy doplněna i o součástky teplotně citlivé (termistory, zvláštní
dvoupólová zapojení tranzistorů a pod.) - viz problematika koncových zesilovačů a vnitřní
struktury operačních zesilovačů.
4.4. Statika obvodů - řešení klidových poměrů a nastavení pracovních bodů.
Dnes se v obvodové technice s výhodou používají struktury s vodivě (galvanicky) propojenými stupni a tak musíme na obvod pohlížet jako na celek. Nelze izolovaně řešit jednotlivé
stupně a pak je spojit do většího celku. Často bývá toto mnohastupňové zapojení jako celek
„zavazbeneno“ celkovou (anti)driftovou zpětnou vazbou opět stejnosměrně propojenou a tak
je řešení celku dosti složité. Obvyklé počítačové programy typu MikroCap nebo PSpice sice
DC analýzu dělají (jinak by nemohli provézt AC analýzu ), ale často ji nijak obsluze nevnucují. Pro naše účely vřele doporučuji si ji nechat zobrazit. Výhodný je způsob se schématem s
vepsanými napětími jednotlivých uzlů - viz např. obr 4-4.
Obr.4-4. Klidové poměry typického zesilovače
19
Aby bylo možno napětí ovládat, je nutno pochopit fyzikální závislosti v obvodu. Naznačený
obvod (v literatuře je někdy označován jako Tobey-ho dvojče či trojče) je stabilizován i napájen obvodem celkové DC průchodné záporné zpětné vazby přes R9 . Struktura obvodu je ta,
že tranzistor T1 pracuje jako stupeň se společným emitorem SE, druhý tranzistor jako emitorový sledovač (isolační stupeň, zapojení se společným kolektorem, tedy SC) a třetí T3 opět
jako SE. Zkuste promyslet, jak se změní napětí na kolektoru tranzistoru T3 když např. posuneme napěťově bod x nahoru (na vyšší napětí). Tyto úvahy pomohou i při práci s počítačem,
neboť jinak je to technika nedůstojná práce typu pokus - omyl. Lze využít pochopitelně i
krokování programu. Tento obrázek budeme později potřebovat i při popisu zpětných vazeb a
řešení v početních cvičeních. V obrázku 4-4 je i přerušovanou čarou naznačen obvyklý postup při syntéze DC poměrů „ručním“ způsobem. Je to cesta rostoucích ss napětí, která prochází všemi aktivními prvky od nuly do napájecího napětí UN .
Při DC analýze platí jednoznačné pravidlo, že dokud nejsou v pořádku ss (DC) poměry - napájení, je AC analýza nepoužitelná. DC má vždy přednost před AC.
4.5.
Řešení dynamických vlastností zesilovačů.
V dnešní době předpokládáme použití počítače a příslušného programu. Proto další odstavec
chápeme jako pouhý výčet návrhových vzorců pro žádoucí pochopení závislostí. Při ruční
analýze nejčastěji používáme náhradní schéma s hybridními , tedy h-parametry. Je naznačeno
na obr. 4-5.
Obr.4-5. Náhradní schéma s h-parametry
Pro naznačený obvod platí 2. Kirchhofův zákon na vstupu a 1. K. zákon na výstupu
u1 = h11 . i1 + h12 . u2
i2 = h21 . i1 + h22 . u2
(4.15)
(4.16)
Z toho determinant soustavy h-parametrů
Dh = h11 . h22 - h21 . h12 .
(4.17)
Tento determinant je bezrozměrné číslo, u zapojení SE podstatně menší jak jedna, u SC naopak dosti velké ( řádově stovky - viz dále).
Tyto základní rovnice doplníme Ohmovým zákonem pro zatěžovací odpor Rz včetně znaménka daného situací na obr. 4-5.
i2 = - ( u2 / Rz ).
(4.18)
Podrobnosti jsou v [1] a [9 ].
20
Základní vlastnosti zesilovacího stupně získáme manipulací s rovnicemi 4.15, 4.16 a 4.18.
a) Napěťové zesílení (definované proti svorkovému napětí generátoru)
Au = u2 / u1 = - (h21. Rz) / ( h11 + Dh.Rz ) .
(4.19)
nebo přibližně po zanedbání nevýznamných členů
Au ≅ - ( h21 / h11 ) . Rz = - S.Rz ,
(4.20)
kde veličina S je signálová strmost S = h21 / h11 [A/V] a srovnáváme ji se strmostí driftovou Sθ dle vztahu 4.14. Pochopitelně musí být splněno S >> Sθ .
b) Proudové zesílení
Ai = i2 / i1 = h21 / ( 1 + h22.Rz ) .
( 4.21)
Nebo přibližně
Ai ≅ h21.
(4.22)
c) Výkonové zesílení nemusíme počítat zvlášť. Stačí jej zjistit jako součin zesílení napěťového a proudového
Ap = Au . Ai .
( 4.23)
Tato veličina je kupodivu potřebná spíše u nevýkonových obvodů, neboť s použitím známého
Freesova vzorce umožňuje zjistit šumový příspěvek dalších zesilovacích stupňů. Lze z toho
jednoznačně zjistit, že první zesilovací stupeň má mít malý šum a velké výkonové zesílení.
Pak je příspěvek dalších stupňů zanedbatelný. Proto většina vstupních zesilovačů bývá v zapojení SE, které to nejlépe splňuje.
d) Vstupní impedance (vstupní odpor) je dám Ohmovým zákonem
Zin = u1 / i1 = ( h11 + Dh.Rz ) / ( 1 + h22.Rz ).
(4.24)
Přibližně pro malou hodnotu odporu zátěže
Zin = h11.
(4.25)
Vstupní impedanci dostaneme tehdy, když h-parametry i event. zatěžovací odpor dosadíme
jako komplexní čísla. Jelikož ale obvykle neumíme h - parametry měřit jako komplexní a také
výpočet vzorce v komplexní podobě by byl velice obtížný, obvykle se spokojíme s parametry
v podobě reálných čísel a pak dostaneme vstupní odpor Rin. Chybějící jalovou složku - má
obvykle charakter kapacity pak doplníme pomocí známého Millerova vztahu
Cin = C11 + C12.(1 + Au).
(4.26)
21
kde C11 je kapacita vstupní brány ( třeba Cbe u zapojení SE) a C12 je průchozí kapacita ( v SE
je to Cbc ). Uvedený vzorec popisuje velice důležitou závislost vedoucí k násobení kapacity a
ten může být použít i k získání velkých hodnot kapacity kondenzátorů v integrovaných analogových obvodech pomocí „zesílení“ Millerovým jevem. Obvody, které využívají tento
úkaz jsou známé jako „násobiče kapacity“ nebo Millerovy integrátory.
e) Výstupní impedance ( výstupní odpor) je jedinou veličinou náhradního schématu na obr.(45), která je odvozena při pohledu „zezadu“ tj. zprava . Proto musíme dle Theveninovy věty
generátor nahradit zkratem a zůstane tam jen jeho vnitřní odpor. Vnitřní náhradní zdroj napětí
h12. u2 a náhradní zdroj proudu i1.h21 ponecháme beze změny. Nejsou to skutečné zdroje, ale
nahrazují nám průnik napětí z výstupu na vstup nebo zesilovací efekt tranzistoru. Jejich zkratem event. rozpojením by náhradní schéma ztratilo smysl. Rovnice (4-15) pak dostane tvar
0 = i1 . (Rg + h11 ) + h12 . u2
(4.27)
Pak hledaná výstupní impedance ( při reálných parametrech výstupní odpor) bude
Zout = ( h11 + Rg ) / ( Dh + h22 . Rg ).
(4.28)
Tato hodnota je zdánlivá a nepočítá s paralelním připojením skutečného zatěžovacího odporu
Rz . U zapojení SE je to odpor Rc . Tato hodnota bývá dosti často mnohem menší jak zdánlivá hodnota Rout a pro v informativních přibližných výpočtech někdy počítáme
Rout skut ≅ Rc .
Takto ovšem neurčíme jalovou složku výstupní impedance. Podobně jako u vstupního odporu
lze reálnou hodnotu doplnit nejčastěji kapacitní složkou, kterou ( bez důkazu) lze často určit
se vzorce
Cout = C22 + ( h21 . C12 ) / ( 1 + h11 / Rg )
(4.29)
Je to jakási „proudová“ obdoba Millerova jevu - rovnice (4.26).
Velice významný vliv na skutečnou hodnotu „násobení“ kapacity tentokrát ve výstupu má dle
vzorce (4.29) poměr mezi h11 a odporem generátoru Rg. Pro častý případ napěťového buzení
je splněno h11 >> Rg (chod generátoru naprázdno). Pak je výstupní kapacita (je zapojena paralelně k Rout ) nepatrná a rovná Cout = C22 ( u zapojení SE je to Cce ). Naopak může být kapacita značná (oblíbený násobič kapacity v analogových integrovaných obvodech) v případě
proudového buzení Rg >> h11 a rovna přibližně Cout = h21 . C12 ( u zapojení SE je C12 = Cbc ).
Uvedené vztahy pro pět základních vlastností zesilovacích stupňů platí pro jakékoliv zapojení
u kterého známe příslušné h - parametry. V praxi musíme ale počítat s tím, že katalogy udávají obvykle jen h-parametry pro zapojení SE a i obvyklé měřiče měří v tomto zapojení. Pokud budeme používat jiné zapojení než SE, pak je nutno příslušné parametry pro SE přepočítat. Vzorce jsou uvedeny v klasické Budínského knize [9]. Pro druhé nejčastěji používané
zapojení se společným kolektorem ( SC - emitorový sledovač ) lze přepočtové vztahy zjednodušit do snadno zapamatovatelné podoby
h11 c = h11 e ;
h12 c = 1 ;
h21 c = - h21 e ;
22
h 22 c = h22 e .
(4.30)
Na základě těchto přibližných vzorců lze snadno odvozené výpočtové vzorce transformovat
na zapojení SC s tím , že budeme do nich dosazovat běžně udávané h-parametry pro SE.
Dhc ≅ h21e
Auc ≅ 1
Aic ≅ - h21e
Rin c ≅ h21 . Rz
Rout c ≅ h11 e / h21 e = 1 / S .
(4.31)
U výstupního odporu zapojení SC ale platí opačná podmínka než u SE a proto obvykle stačí
jako výstupní odpor u emitorového sledovače počítat s hodnotou Rout c , kde tento odpor je
přímo zapojen mezi emitor a zem. Elektronický odpor je významně menší jak ohmický.
Praktická poznámka.
Zapojení SC (emitorový sledovač) je obvykle techniky považován za bezproblémový isolační
stupeň s přibližně jednotkovým napěťovým zesílením, s velkým vstupním a nepatrným výstupním odporem. Často jsou ale s těmito stupni potíže : nesnáší kapacitní zátěž na výstupu
(pak se u nich může vytvořit záporný vstupní odpor a obvod může kmitat), sériově zapojený
vazební kondensátor u výstupní svorky může zase způsobit ujíždění ss pracovního bodu jeho
nabíjením eventuální ss složkou signálu (obvod často pak ujede tak daleko, že jednocestně
usměrňuje procházející signál !) , šumové vlastnosti mohou být dosti špatné, ani přebuditelnost nebývá příliž velká atd. Je proto nutno těmto stupňům věnovat patřičnou pozornost. U
některých verzí zapojení (např. i u obr. 4-4) má střední stupeň SC natolik nesymetrické napájení blízké zemi, že má ze všech ostatních stupňů nejmenší přebuditelnost a ve velké míře
může způsobit limitaci signálu.
4.6. Odstranění stejnosměrné AV složky signálu - kapacitní vazba mezi stupni.
I když jsou dnes velice v oblibě galvanicky (stejnosměrně) vázané stupně, obvykle alespoň v
bodech připojení zdroje signálu a zátěže ( tj. na začátku a na konci řetězce) je dobré obvod
oddělit sériově zapojeným kondensátorem ( střídavá vazba). Situace je naznačena na obr. 4-6.
Obr.4-6. Vazební derivační článek
Pro výpočet vlastností tohoto článku zavedeme poměrnou veličinu P > 1 , která vyjadřuje
poměr přenosu pro vysoké kmitočty (reaktance kondensátoru je blízká nule) a přenosu na
nízkých kmitočtech.
P = [ R2 / (R1 + R2) ] / [R2 / (R1+R2- j.XC)] = 1 + 1/(j.ω.Cv.Rs) ,
23
(4.32)
kde ..... Rs = R 1+ R2 .
Tento poměrný přenos je komplexní číslo a má část reálnou ( je to modul přenosu, modulová
charakteristika) a imaginární ( argument udává fázovou charakteristiku).
Modul poměrného přenosu bude
/P/ = [Re(P)2 + Im(P)2 ]1/2 = [ 1 + 1 / ω2 . Cv2 .Rs2 )] 1/2 .
(4.33)
Argument tj. fázová charakteristika bude
tg ϕ = Im(P) / Re (P) = 1 / ω.Cv.Rs .
(4.34)
Modul poměrného útlumu je výhodné vyjadřovat logaritmicky v dB . Toto vyjádřeni snižuje
stupeň matematické operace o jednu ( násobení převádí na sečítání, dělení na odečítání atd.)
PdB = 20.log P = (1/2) . 20.log (1+1/ω2.Cv2.Rs2)
a když si vzpomeneme na středoškolskou definici dekadických logaritmů
100.1.PdB = 1 + 1 / ω2.Cv2.Rs2
nebo
ω.Cv.Rs = 1 / ( 100.1.PdB - 1)1/2 .
(4.35)
Je to implicitně vyjádřená závislost poměrného útlumu na kmitočtu tj. hledaná modulová
charakteristika. Pro typický případ PdB = 3 dB má člen pod odmocninou velikost
( 100.1 *3 - 1)1/2 = ( 10log2 - 1)1/2 = 1
a tedy
ωd . Cv .Rs = 1
(4.36)
nebo jinak
ωd = 1/τd
nebo Xc = Rs .
Když podobně upravíme vzorec pro fázi (4.34) pro případ (4.35) bude
tg ϕ = 1 a tedy ϕ = 45° a tedy vektorový trojúhelník je rovnostranný a pravoúhlý.
Lomový kmitočet fd nebo ωd reálného derivačního článku má tedy tu vlastnost, že modulová
charakteristika má od ideální hodnoty přenosu K = 1 ( pro vysoké kmitočty) rozdíl o -3dB a
fáze se proti klidové hodnotě na vysokých kmitočtech změní právě o 45°. Asymptota modulové charakteristiky má sklon -20dB /dekádu neboli -6dB/oktávu. Tečna v inflexním bodě
fázové charakteristiky má sklon o -65°/dekádu. Modulová charakteristika prakticky splyne s
asymptotami při 1/3 nebo trojnásobném kmitočtu proti lomu, fáze se napojí na 0° nebo 90°
pro poměr kmitočtů cca 10 nebo 1:10 proti lomovému. V normovaném vyjádření je situace
naznačena na obr.4-7.
24
.
Obr.4-7. Charakteristiky vazebního ( derivačního) článku
Zbývá ještě vysvětlit, proč je někdy tento článek nazýván jako vazební, jindy jako derivační.
Souvisí to s hodnotou fázového posuvu o 90°. Tehdy obvod derivuje tj. obdélníkový signál se
změní na derivační špičky atd. Při fázovém posuvu blízkém nule přenáší signál bez tvarové
změny.
4.7. Horní mezný kmitočet stupně
souvisí s paralelně situovanými kapacitami na vstupní i výstupní bráně, tedy se vstupní a výstupní kapacitou. Tyto veličiny jsou obvykle dány parazitními kapacitami a jako fyzicky přítomné kondensátory je často ve schématu nevidíme. Situaci naznačuje obr. 4-8.
Obr.4-8. Náhradní obvod pro vysoké kmitočty
Naznačený obvod je reálný integrační článek a je duální k derivačnímu obvodu na obr. 4-6. V
pravé části obr. 4-8 je použita substituce
25
Rp = R1 // R2
a
Cp = C1 + C2 .
Zavedeme opět poměrný útlum přenosu jako poměr přenosu tentokrát na velmi nízkých kmitočtech (reaktance je blízká nekonečnu a kondensátor Cp se neuplatní ) k přenosu na pracovních kmitočtech tedy včetně kondensátoru. Po úpravě
P = 1 + jω. Cp . Rp .
(4.37)
Modul je absolutní velikost tohoto výrazu
/P/ = [ 1 + ω2. Cp2. Rp2 ] 1/2 .
(4.38)
Argument udává fázovou charakteristiku
tgϕ = ω. Cp . Rp .
(4.39)
Poměrný útlum s výhodou vyjádříme logaritmicky
PdB = 20. log P = 1/2. 20.log ( 1 + ω2 . Cp2.Rp2 ) ,
nebo jinak zapsané
100.1.PdB = 1 + ω2 . Cp2 . Rp2 .
Stejnou úpravou jako u derivačního článku dostaneme
ω.Cp.Rp = [ 100.1.PdB - 1 ] 1/2 .
(4.40)
Pro typicky „nízkofrekvenční“ hodnotu útlumu PdB = 3 dB bude
ωh . Cp . Rp = 1
(4.41)
a tomu odpovídá fázový posuv
ϕ = 45° .
(4.42)
Vlastnosti asymptot jsou podobné jako u předchozího případu tj. modulová charakteristika má
sklon -20dB/ dekádu, fázová zase - 65°/dekádu. I ostatní vlastnosti až na otočení pracovní
oblasti tentokrát k vysokým kmitočtům jsou stejné - viz obr. 4-9.
Ke skutečné integraci signálu (tj. např. z obdélníkového tvaru získáme pilovitý atd.) zase nastává při fázovém posuvu blízkém k 90°. Zde to bude na kmitočtech větších jak asi 10x nad fh
.
26
Obr.4-9. Charakteristika integračního článku
4. 8. Teorie zpětné vazby ( ZV )
V dalším stručně zopakujeme základní pojmy z teorie zpětné vazby, která je spojena se jmény
Nyquist a Bode. Na definičním obr. 4-10 je vidět přímá větev s přenosem Au a zpětnovazební větev s přenosem β ( říkáme mu činitel zpětné vazby). Oba členy jsou komplexní,
takže
Au = /Au/ . ejϕ Au
a
β = /β/ . ejϕ.β .
(4.43)
Pak důležitý pojem je přenos v otevřené neboli rozpojené smyčce zpětné vazby
β . Au = / β /. / Au / . ej( ϕ β + ϕ Au ) .
(4.44)
Tato veličina slouží hlavně k vyšetřování stability proti oscilacím.
Obr.4-10. Princip zpětné vazby
Obr.4-11. Nyquistův diagram
Podle obr. 4-10 dochází ve vstupním uzlu k vektorovému součtu dvou signálů
u 1 = u 1 ´ + β . u2
Z toho ( budeme sledovat stav při u2 = konst )
27
u1´ = u1 - β . u2 .
Pak zesílení s uzavřenou smyčkou ZV ( nastavené , „ zavazbené“ zesílení )
Au´ = u2 / ( u1 - β . u2 ).
(4.45)
Pokud tento zlomek rozšíříme členem „ 1/u1“, dostaneme
Au´= Au / ( 1 - β . Au ) = 1 / N ,
(4.46)
kde Au = u2 / u1 .
Jmenovatel zlomku je tzv. stupeň zpětné vazby a může být vyjádřen i logaritmicky
NdB = 20 . log N .
(4.47)
Vzorec (4.45) je znám jako Blackův vzorec.
Poznámka:
V literatuře pocházející z Prahy (hlavně z ČVUT) se někdy místo pojmu činitel ZV β používá název vratný podíl, místo pojmu stupeň ZV N název vratný rozdíl.
Stupeň vazby (vratný rozdíl) může nabývat různých hodnot. Bude-li N = 1 hovoříme o „žádné“ vazbě (úmyslně neříkáme nulová vazba). Bude-li 0 < N < 1, pak je vazba kladná a to
buď obecná (N je komplexní číslo), nebo čistá (N je reálné číslo). Zvláštní případ nastává
tehdy, když se N blíží k nule. Zesílení Au´ se v limitě blíží k nekonečnu a zesilovač se rozkmitá. V nf technice je nejběžnější případ, kdy N > 1. Pak je vazba záporná a to buď obecná
( N je komplexní), nebo čistá ( N je reálné číslo ). Často bývá N > 10, pak je vazba tuhá neboli určující. Pro tento případ lze Blackův vzorec zjednodušit na tvar
1 << β . Au a tedy Au´≅ 1/ β .
(4.48)
Na obr. 4-11 je vektorové zobrazení přenosu v otevřené smyčce i stupně ZV. Zde je naznačen
vektor β.Au i záporně pojatý tento vektor (opačný vektor) a vektorovým přidáním kladné reálné jedničky i vektor stupně ZV. Lze pak do tohoto obrázku nakreslit sadu soustředných
kružnic buď se středem v počátku - pak jsou to geometrická místa konstantních přenosů v
rozpojené smyčce, nebo se středem v reálné jedničce. Pak jsou to geometrická místa konstantních stupňů ZV. Zvláštní funkci mají v obou případech kružnice o poloměru jedna promyslete. Vektor přenosu v rozpojené smyčce β.Au a tím i stupně vazby N je kmitočtově
závislý a budeme-li sledovat koncový bod tohoto vektoru v závislosti na kmitočtu, dostaneme čáru (nejčastěji spirálu) - hodograf, který nemusí začínat pro f = 0 v počátku. Bude-li
ležet mimo počátek svědčí to o tom, že obvod je stejnosměrně (galvanicky) vázán. U střídavě
(„kondensátorově“ či transformátorově) vázaných obvodech čára pro f = 0 začíná v počátku.
Důležité je ale to, že pro f → ∞ vždy čára skončí v počátku - neexistuje obvod, který by při
nekonečně vysokém kmitočtu měl nenulové zesílení. Bude-li trajektorie přenosu otevřené
smyčky ZV obklopovat bod „reálná jednička“ uvnitř plochy, pak obvod bude alespoň podmíněně kmitat a pro zesilovač to není vhodný stav. Tento způsob polárního vyjádření pochází
28
od Nyquista a je vhodný tehdy, když řešení zesilovače máme ve vyjádření modul x fáze ( řešení počítačovými programy). Pro jiné způsoby je lepší způsob dle Bodeho, kdy sice opět
čáru kreslíme v podstatě v polárním vyjádření, ale modulovou a fázovou charakteristiku rozpojené smyčky ZV kreslíme do dvou oddělených grafů. U obvodů s minimální fází (definici
si zopakujte z teoretických předmětů!) pak obvykle stačí kreslit jen modulovou charakteristiku a fázová je potom jednoznačně daná. Modulovou charakteristiku téměř vždy kreslíme v
decibelovém (logaritmickém ) vyjádření. Lépe se s nimi pracuje, místo hyperboly kreslíme
přímku, jednotlivé přenosy v kaskádě sečítáme a nikoliv násobíme atd. U Bodeho způsobu
kreslení vyneseme modul přenosu rozpojené smyčky v závislosti na kmitočtu nejčastěji pomocí asymptot (lépe vyniknou lomové kmitočty) a u těch částí charakteristiky, které mají
sklon roven nebo menší jak 20dB/ dekádu u obvodů s minimální fází (třeba jednoduché RC
články) víme, že přímo pod lomovým kmitočtem nemůže být změna fáze větší jak 45° a k
inverzi ZV ze záporné na kladnou nemůže dojít. Nebezpečí hrozí až u druhého lomového
kmitočtu v pořadí (oba články jsou stejného druhu, třeba oba derivační) je fáze od prvního z
nich až 90° (při dostatečně velké kmitočtové odlehlosti - poměr větší jak 1 : 3) a druhý může
přidat právě 45°. Celkem je to 135° a tak s fázovou bezpečností 45° je nutno kontrolovat velikost modulu přenosu v otevřené smyčce . Bude-li větší jak 1 ( tj. O dB), pak po „dotočení“
na plných 180° by mohlo ke ztrátě stability dojít. Někdy se toto řešení graficky upravuje tak,
že nekreslíme přenos rozpojené smyčky, ale jen přenos přímé větve a v opačné orientaci svislé osy přenos zpětnovazební větve. U této metody posuzujeme vzájemnou strmost obou křivek v bodě průsečíku. Způsobu s vynášením přenosu rozpojené smyčky budeme v tomto
předmětu dávat přednost. Je dobře si uvědomit, že Bodeho „lineární“ způsob přináší výhodu
jen u obvodů s minimální fází, jinak je nutno stejně kreslit i fázovou charakteristiku a oba
způsoby (Nyquistův a Bodeho) jsou prakticky rovnocenné. Na obr. 4-12 je naznačen příklad
průběhu přenosu rozpojené smyčky ZV u obvodu s minimální fází. U sytě vytažené čáry je
vidět, že u druhého lomu v pořadí (u kmitočtu ω2) je u začátku směrnice -40dB/dek zisk přiliž
velký (bod je nad hladinou 0 dB) a proto by obvod nemusel být stabilní. K opravení lze použít celkem tři zásahy:
1) Zvýšit lomový kmitočet ω2 až do průsečíku směrnice -20dB/dek s vodorovnou osou
(to není vždy možno udělat).
2) Snížit absolutní velikost součinu β.Au tak, aby se bod ω2 snížil až k vodorovné ose
(to je sice možno udělat vždy, ale zesilovač může být nepoužitelný)
3) Snížit první lomový kmitočet ω1 tak, že podle čárkované čáry se sníží přenos u druhého
lomu v pořadív pořadí. Tento způsob bývá obvykle nejlepší.
Obr.4-12. Řešení stability
29
Tyto tři druhy řešení lze pochopitelně i kombinovat. Nezapomeňme, že řešíme přenos rozpojené smyčky ZV a výsledný zesilovač může mít jiné (často i lepší) vlastnosti. Podrobnosti o
fázových kompenzacích lze nalézt v lit. [13].
U zpětnovazebních zapojení musíme mít na paměti, že znaménko ZV má hlavně vliv na zesílení, připojení ZV ke vstupu na vstupní impedanci a připojení k výstupu na výstupní impedanci obvodu.
a) Polarita (znaménko) ZV určuje, zda na středních kmitočtech obvod snižuje nebo zvyšuje
zesílení proti zesílení v přímé větvi.
b) Způsob připojení ZV ke vstupním svorkám - vazba je buď paralelní nebo sériová.
c) Způsob připojení ZV k výstupním svorkám - vazba je buď napěťová ( tj. paralelní k výstupu) nebo proudová ( v sérii k výstupu).
4.9. Vliv zpětné vazby na vlastnosti zesilovače
Zpětná vazba ovlivňuje téměř všechny vlastnosti zesilovače. Dlouho (do roku cca 1972) se
věřilo, že „čím víc, tím lépe“. Dnes se tomu už moc nevěří. Zjistilo se, že přiliž tuhá zpětná
vazba obvykle vede na špatné dynamické vlastnosti - viz dále. Obvod je „vnitřně pomalý“.
1) Vliv ZV na kmitočtovou závislost modulové a fázové charakteristiky. Velice optimistické
výsledky dává zdánlivě nenapadnutelný obr. 4-13, který nabízí velice potěšující výsledek typu
ωd´ = ωd / N
a ωh´ = ωh . N .
(4.49)
To je ale pravda jen tehdy, když oba původní lomové kmitočty jsou definované jako tzv.
zdánlivé. Budou-li dány pevným (pasivním, budeme říkat fixním členem - třeba RC členem)
mimo smyčku celkové ZV, pak zpětná vazba takto nepracuje. Tato idealizovaná a často nepravdivá situace je na obr. 4-13.
Obr.4-13. Vliv zpětné vazby
Jinak vliv ZV na zesílení definičně popisuje zmíněný Blackův vztah a i rozšíření kmitočtové
charakteristiky (tj. i tomu přiměřené zlepšení fázové charakteristiky) závisí na tom, zda jsou
příslušné korekční členy ve smyčce nebo mimo smyčku ZV. Výhoda nebo „výhoda“ počítačových způsobů řešení je v tom, že toto za nás vyřeší příslušná technika a to i tehdy, když
funkci obvodu vůbec nerozumíme..
Co je ale mimořádně důležité, je odpověď na otázku, jak žádoucím způsobem ovlivnit kmitočtovou charakteristiku zesilovače - realizace korekčních zesilovačů. Tuhou zápornou ZV lze
v zesilovači s dostatečnou rezervou zisku v přímé větvi vnutit prakticky libovolnou charakte-
30
ristiku. Bude-li stupeň ZV alespoň N = 10 ( nebo větší) lze Blackův vzorec zjednodušit následovně ( zanedbáme jedničku proti součinu β.Au )
Au(ω)´ ≅ Au(ω) / β . Au(ω)
(4.50)
a z tohoto vzorce je vidět důležitý poznatek : snažit se vnutit korekční charakteristiku v obvodu přímé větve je neúčinné (oba členy se ve vzorci krátí), obvod ale reciprokým způsobem
reaguje na přenos ve zpětnovazební větvi s přenosem β. Musíme ovšem v celém potřebném
rozsahu kmitočtů dodržet podmínku tuhé zpětné vazby tj. nadbytek zesílení vyjádřený podmínkou, že N > 10.
2) Vliv ZV na samovolnou změnu ( drift) zesílení ( stárnutí, teplota, tolerance atd.)
Je to forma jednorozměrné citlivostní analýzy a lze ji snadno provést pomocí derivace Blackova vzorce (4.45) podle požadované proměnné. V našem případě bude asi nejzajímavější
použít závislost na původním zesílení v přímé větvi Au. Pro derivaci použijeme známý vzorec
pro derivaci podílu dvou funkcí
( u´/ v´) = ( v.u´-v´.u) / v2 .
A tedy pro náš případ
dAu´ / dAu = ( 1 + β.Au - β.Au ) / ( 1 + β.Au) 2 = 1 / ( 1+β.Au).(1+β.Au)
Jelikož platí, že
1 + β.Au = N = Au / Au´
po dosazení dostaneme
dAu´/ dAu = ( Au´/ Au ) . 1/N .
Jelikož je derivace naznačené dělení, lze vztah upravit na tvar pro poměrné drifty
dAu´/ Au´ = ( dAu / Au) . 1/N.
(4.51)
Je to velice užitečný výsledek který říká, že drift výsledného zesílení po zavedení ZV je N x
menší, jak drift (tolerance) zesílení přímé větve. Bude-li N>1 ( záporná ZV), dojde k významné stabilizaci. K fyzikálně podobnému výsledku dojdeme i podle vzorce (4.48), který
platí pro tuhou zápornou ZV a ve kterém se vlastní zesílení přímé větve Au vůbec nevyskytuje. Tuto skutečnost hojně využíváme v technice operačních zesilovačů.
3) Vliv zpětné vazby na harmonické zkreslení THD
Pokud by záporná ZV byla v celém kmitočtovém pásmu čistá, platil by velice optimistický
vzorec
d´ = d / N .
(4.52)
31
a kvalita by byla nepřímo úměrná stupni ZV. Uvedený vzorec má však celou řadu výhrad a
tak výsledky bývají obvykle horší, ale někdy kupodivu i lepší. Vztah (4.52) nelze použít,
když
a) Nelinearita ( přenosová charakteristika) přímé nebo zpětnovazební větve je charakterizována ostrým zlomem - dochází k omezení, limitaci signálu. Pro nadlimitační (odříznuté) části
signálu má smyčka ZV nulový přenos a vazba nemůže signál napravit. Proto vyjadřujeme tzv.
přebuditelnost zesilovačů ( viz dříve).
b) Je-li nelinearita obvodu výrazného řádu vznikne dominantní harmonická složka. Ta se ZV
vede na vstup a na nelinearitách vznikne jev podobný směšování tj. vznik kombinančních
(součtových a rozdílových) složek. Spektrum tedy bude bohatší než by bylo bez ZV!.
c) Záporná ZV hlavně na okrajích kmitočtového pásma nemůže být vlivem fázových posuvů
čistá a tak nedochází k protifázovému „předzkreslení“ signálu, odečtení není algebraické ale
menší, vektorové a výsledek je horší.
d) Vztah (4.52) podobně jako Blackův vzorec (4.45) předpokládá, že srovnáváme dva stavy
(bez a se ZV) při konstantním výstupním napětím u2 . Je to sice podmínka logická, ale ne jediná možná. Pokud bychom naopak srovnávali dva stavy se stejným vstupním napětím, bude
výsledek lepší než dle (4.52) - menší vybuzení nelinearit.
e) Vzorec (4.52) předpokládá ustálený stav tj. kontinuální buzení nejčastěji harmonickým
signálem bez rychlých změn amplitudy. Přirozený signál (hudba, řeč) je naopak typický přechodovými jevy a pak je chování zpětnovazebních obvodů výrazně jiné. Některá část obvodů
(obvykle přímá větev ) bývá značně „ pomalá“ (nízký horní mezný kmitočet ) a reakce ZV
bývá dosti podivná. Na tento jev upozornil hlavně Matii Otala cca v roce 1972. Pokud bude
obvod lineární, pak lze citovat známý vztah mezi zpožděním impulsního signálu v obvodu s
omezenou šířkou pásma ( B je šířka pásma)
t = 0,35 / B.
(4.53)
Zpětná vazba tedy bude reagovat zpožděně a vlastní přechodový jev bude silně zkreslen. Ve
skutečnosti je situace ještě výrazně horší: obvod je nelineární a při přechodovém jevu mohou
některé obvody omezovat ( jsou přebuzeny velkým signálem) a tak zpoždění může být díky
saturaci i výrazně větší, jak udává lineární vztah (4.53) . Tyto velice nepříjemné jevy vedou
na pojmy typu „tranzistorový zvuk“, transientní intermodulační zkreslení TIM (Transient Intermodulation Distortion), zkreslení omezenou rychlostí přeběhu SID (Slew Rate Induced
Distortion) a pod. O těchto problémech bude hovořeno později.
4) Vliv zpětné vazby na výstupní impedanci zesilovače
Je spojen se způsobem připojení ZV k výstupním svorkám. Zhruba platí, že paralelní připojení sníží zdánlivou složku výstupní impedance N x, u sériového připojení naopak zvýší N x.
Pro napěťovou ZV ( paralelní připojení) zhruba platí
Zout´U ´ ≅ Zout / N.
(4.54)
V praxi to znamená, že napěťová ZV zmenší výstupní odpor a zvýší výstupní kapacitu.
Pro proudovou (sériově připojenou) ZV
32
Zout´I ≅ Zout . N.
(4.55)
Proudová záporná ZV tedy zvýší výstupní zdánlivý odpor a sníží výstupní kapacitu.
5) Vliv zpětné vazby na vstupní impedanci
Je spojen se sériovým nebo paralelním způsobem připojení.
Sériová ZV
Zin ´S ≅ Zin . N .
(4.56)
Přesněji platí tento vzorec pro napěťové buzení.
Paralelní ZV
Zin´P ≅ Zin / N.
(4.57)
Klasickým příkladem sériové záporné ZV je vstupní obvod zapojení SC ( emitorový sledovač), který má velký vstupní odpor a malou vstupní kapacitu.
Naopak vstupní obvod invertujícího operačního zesilovače má jako paralelní ZV malý vstupní odpor a velkou vstupní kapacitu.
4.10. Zvláštní případy zpětné vazby
a) Blokování emitorového odporu kondensátorem.
Odstraňuje hlavně pro signálové složky působení záporné sériové proudové ZV při zachování
blahodárného stabilizačního účinku na drifty s velmi nízkým kmitočtem změn. Řešení lze
získat opět z Blackova vzorce s tím, že za činitel zpětné vazby ( přenos zpětnovazební větve )
β dosadíme poměr β = Ze / R c . Impedance Ze vyjde z paralelní kombinace Re // Ce . Po úpravě
Ce = (1 / ω.Re) . [ ( N2 - P2 ) / ( P2 - 1)] 1/2 ,
(4.58)
kde P.... je poměrná změna charakteristiky (viz dříve) a N je stupeň vazby při Ce = 0.
Pro oblíbenou hodnotu P = 21/2 tj. pro změnu o 3dB dostaneme
Ce = N / ω . Re .
(4.59)
b) Nesená dvoupólová součástka -- obvod typu „bootstrap“
Sledujte dle obr 4-14, kde důležitou vlastností je naznačená paralelní cesta s obecným přenosem Au.
Tento přenos je dán vzorcem
u2 = Au . u1 ,
(4.60)
33
kde přenos Au může mít pro začátek naší úvahy třeba hodnotu kladného reálného čísla. Pro
naznačenou smyčku lze psát
a po dosazení z (4.60) u1 . ( 1 - Au) = i1 . Z .
u1 - u 2 = i 1 . Z
Když tento výraz uspořádáme, dostaneme u1 = i1 . Z / ( 1 - Au ), který má tvar zobecněného
Ohmova zákona s jakousi efektivní elektronicky ovlivněnou impedancí
Zef = Z / ( 1 - Au )
(4.61)
Pro zajímavý případ, že 0 < Au < 1 dojde ke zvětšení zdánlivé hodnoty impedance na prakticky libovolnou hodnotu . Hovoříme o pravém bootstrapu a lze tak elegantně získat např.
velký vstupní odpor a malou vstupní kapacitu . I vstupní brána zapojení SC ( emitorového
sledovače ) se dá takto vysvětlit.
Opakem je nepravý bootstrap, který vznikne při splnění podmínky Au < 0 ( paralelní obvod
má povahu velkého invertující zesílení) a tento případ lze využít např. u aktivního tlumení
vstupních obvodů zesilovačů. Lze tak „ošidit“ šumové poměry v zesilovači, kdy velký odpor
paralelně je šumově výhodný a současně do původně „ studeného“ konce tohoto odporu přivedeme signál odpovídající naznačené podmínce. Tento se pak z hlediska generátoru jeví jako
libovolně malý. Realizace je na obr. 4-15 a požadované záporné ( invertované) zesílení je
realizováno kaskádou neinvertujícího ( hlavního) zesilovače a invertoru v jakési zpětné větvi
o zisku Au = -1.
Obr.4-14. Obvod typu „bootstrap“
Obr.4-15. Aktivní tlumení ( acti dump)
Pro obvod aktivního tlumení (nepravý bootstrap) dle obr. 4-15 zapojíme např. R = 1,5 MΩ a
pro požadovaný vstupní odpor 50kΩ vyjde potřebné zesílení v přímé větvi Au = 29 . Poměr
odporů je 1 : 30 a zesílení je o jedničku menší. Požadované záporné znaménko zajistí invertor.
Pravé bootstrapové úpravy hlavně u vstupních zesilovačů jsou velice oblíbené. Pokud použijeme diskrétní prvky ( tranzistor) je zapojení na obr. 4-16, totéž s operačním zesilovačem na
obr. 4-17.
34
Obr. 4-16. Pravý bootstrap s tranzistorem
Obr.4-17. Totéž s operačním zesilovačem
Početní příklad na jednoduchý tranzistorový zesilovač
Použijeme schéma dle obr. 4-16 . Předpokládáme znalost klidových poměrů např. Ic =160µA,
Uce =10V, Ube=0,6V a Ib = 500nA. Dále známe R3=Rc=33kΩ, Re=470Ω, R1=M68, R2=M1,Rf
lze zanedbat, C1=68nF, C2=500M, C3=1M, Rg = 5kΩ, stupeň zapojený za výstupem našeho
zesilovače má vlastnosti R in2 =33kΩ a Cin2 = 100pF. Z katalogu pro tranzistor BC 109 odečteme h-parametry pro typický pracovní bod Ic=2mA a Uce=5V : h11=4,5kΩ, h12=2.10-4 ,
h21=300, h22=30µS. Tyto parametry musíme přepočítat do našeho pracovního bodu. Slouží k
tomu dva normované grafy, které jsou víceméně použitelné pro všechny planární nízkovýkonové tranzistory.
Obr.4-18.Převod h-parametrů na jiné kolekObr.4-19. Převod h-parametrů na jiný
torové napětí
kolektorový proud
Přepočet provedeme tak, že původní hodnotu násobíme bezrozměrnými čísly z obou obrázků.
Dostaneme
h11 = 4,5.103.1,1 . 10 = 50kΩ,
h12 = 2.10-4.0,92.6 = 11.10-4
h21 = 300.1,1 . 0,7 = 231,
h22 = 30.10-6. 0,75. 0,36 = 8,1 µS.
Hodnota determinantu soustavy bude
Dh = h 11.h22 - h21 . h12 = 0,148.
Vstupní a průchozí kapacitu odečteme z dalšího katalogového grafu 4-20. Průchozí kapacita
je výrazně závislá na technologii pouzdření ( kovové pouzdro versus plast). Výstupní kapacita
Cce ≅ 3pF.
35
Obr.4-20. Kapacity tranzistoru řady BC...
Řešení provedeme pomocí postupových kroků. Výhoda tohoto postupuje v tom, že vždy
všechny předchozí kroky zůstávají v platnosti, postup je snadno sledovatelný a výsledek lze
dolaďovat.
Krok č. 1 - výchozí řešení. V tomto kroku použijeme odvozené základní vzorce pro zesílení a
vstupní a výstupní impedance. Toto řešení předpokládá mimo vlastnosti tranzistoru jen existenci vnitřního odporu generátoru a zatěžovací odpor. Ostatní součástky ( zpětné vazby, napájecí obvody atd. ) zatím neuvažujeme.
Dle vztahu (4.19) Au = -72,7 .. ( tj. 37dB)
kde jako Rz dosazujeme Rz = Rc // Rin2 = 16,5 kΩ.
Odhad dle vzorce (4.20) vyjde Au ≅ -76,2.
Proudové zesílení dle (4.21) Ai = 203 a přibližně dle (4.22) Ai = 231.
Výkonové zesílení jako součin obou předchozích ( přesně) Ap = Au.Ai =- 14 816 ( tj. 42
dBp).
Vstupní odpor dle ( 4.24) Rin = 46,25kΩ ( odhad 50kΩ)
Vstupní kapacita pomocí Millerova vztahu Cin = Cbe + Cbc.(1+Au) = 393pF ( pozorný čtenář
již jistě zjistil, že je to přímo školní ukázka nepravého bootstrapu!).
Zdánlivý výstupní odpor ( je paralelně připojen k vlastnímu odporu Rc) dle vzorce (4.28)
Rout = 0,29 MΩ . Vliv paralelního odporu Rc bude rozhodující.
Výstupní kapacita podle ( 4.29) Cout = 105pF. Vliv vlastní výstupní kapacity tranzistoru Cce je
mizivý.
Krok č.2 - započítání místních zpětných vazeb. Řešené zapojení má celkem dvě místní ZV:
zápornou proudovou sériovou na neblokovaném emitorovém odporu Re a kladnou proudovou
paralelní bootstrapovým obvodem přes C2 ( jeho reaktanci budeme považovat za blízkou nule) a odpor R3 . Jako u všech paralelních vazeb i zde má na přenos této vazby podstatný vliv
vnitřní odpor generátoru.
Záporná proudová sériová ZV ( obvod chápeme jako dva rezistory - Rz a Re ) napájené zdrojem proudu)
Pak přenos zpětnovazební větve ( činitel ZV,vratný podíl)
36
β (-) = Re / Rz = 0,0285 ( promyslete , proč dosazujeme Rz a ne Rc !!)
a stupeň této ZV ) vratný rozdíl)
N(-) = 1 + β(-) . Au = 3.07 . ( vazba je skutečně záporná, N>1)
A teď můžeme přepočítat výchozí řešení na hodnoty s aplikovanou zápornou ZV
Au´ = Au / N = 23,7 , ( tj. 27,5 dB)
Vazba je proudová tj. k výstupu v sérii - viz vzorec (4.55)
Rout´ = N(-) .Rout = 0,89 MΩ a kapacita Cout´= Cout / N(-) = 34 pF.
Vazba je sériová ( tedy v sérii se vstupem) a podle vzorce (4.56)
Rin´= Rin .N (-) = 142 kΩ a
Cin´ = Cin / N(-) = 128pF .
Kladná proudová paralelní ZV přes C2 a odpor R3 - činitel této ZV ( přenos z kolektoru do
báze ) řešíme jako součin dvou dílčích přenosů a to přenos mezi svorkami kolektor a emitor
(je to už známá hodnota přenosu β(-) ) a přenosu z emitoru do báze přes C2 ( považujeme za
zkrat) a odporu R3 jako horní větve děliče. Jako dolní větev děliče pak bude paralelní kombinace vstupního odporu našeho zesilovače a obvykle malé hodnoty ( tedy důležitější) vnitřního
odporu generátoru. Tedy
β(eb) = ( Rg // Rin´) / ( R3+Rg//Rin´) = 0,046
a pak hledaný přenos kladné ZV β(+) = β(-) . β (eb) = 0,0285.0,046 = 0,00131.
A hledaný stupeň kladné zpětné vazby
N(+) = 1 - β (+) .Au´= 1 - 00131 = 0,97.
Vazba je naštěstí velmi slabá zleva se blíží jedničce, ale jen díky malé hodnotě odporu generátoru Rg ( napěťové buzení). Není naškodu, vypočítat tento přenos s odpojeným generátorem, výsledky mohou být nepříjemné. Pokud bude Rg malé je kladná vazba prakticky nefunkční, ale bootstrapový efekt zůstává. Je to další z obvodových triků.
Krok č.3. Spočívá v započítání fixních součástek tj. takových, které jsou jedním koncem
uzemněny a nebo jsou průchozí, ale neexistuje k ním paralelní větev s aktivním prvkem ( typu
bootstrap či aktivní tlumení). Bez problému opravíme výstupní odpor, kdy ke zdánlivé hodnotě Rout´ paralelně započítáme skutečně zapojený odpor Rc ( proč ne Rz -promyslete) a získáme skutečnou hodnotu Rout skut ≅ Rc =33kΩ .
Zajímavější počítání musíme provést u vstupního odporu, kde ke zdánlivé hodnotě Rin´=
142kΩ ( vliv kladné ZV jsme zanedbali) musíme paralelně přidat efektivní hodnotu „boostrapového“ odporu R3 . Musíme určit velikost přenosu signálu do jeho dolního emitorového
konce ( vliv C2 zanedbáme) . Nazveme jej Aue a s využitím už známých dílčích přenosů lze
použít Aue = Au´. β (-) = 23,7 . 0,0285 = 0,675 a tuto hodnotu dosadíme do „ bootstrapového“ vzorce (4.61)
R3ef = R3 / (1 - Aue ) = 307 kΩ a skutečná hodnota vstupního odporu pak bude
Rin skut´ = Rin´// R3ef = 97 kΩ .
Řešení modulové charakteristiky stupně
Přenos na dolním konci kmitočtového pásma je ovlivněn dvěma vazebními RC články s kondensátory C1 na vstupu a C3 na výstupu.
Vstupní článek dle vzorce (4.35) pro Rs = Rg + Rin skut = 102 kΩ
ωd1 =1 / C1.Rs = 0,144.103 rad/sec. fd1 = 23 Hz.
Výstupní článek pro Rs = Rout skut + Rin2 = 66 kΩ
ωd2 = 1 / C3 .Rs = 15 rad/sec ... fd2 = 2,4 Hz.
Na vysokých kmitočtech působí integrační články , tvořené nejčastěji parazitními kapacitami .
Tedy např. na vstupu je Cp = Cin skut1 . Kapacitu generátoru zanedbáme ( nebo připočteme).
ωh1 = 1/ Cp . Rp = 1,6.106 rad/sec.. fh1 = 250 kHz.
Výstupní integrační článek ( Cp=Coutskut 1 Cin2= 134 pF
ωh2 = 1 / Cp.Rp = 0,45.106 rad/sec .. fh2 = 72kHz.
37
Charakteristika bude tedy na dolním konci omezena kmitočtem fd1 = 23 Hz ( vyhovuje) a na
horním konci fh2 = 72kHz. Je to hodnota zbytečně vysoká, do vstupu by pronikaly i signály s
vf zdrojů a omezíme jej na kmitočet cca 30kHz. Snadno určíme, jakou kapacitu musíme přidat ke vstupní bráně. Tu zapojíme buď přímo na vstup, nebo s výhodou využijeme Millerův
jev, a příslušně menší kondensátor zapojíme mezi bázi a kolektor vstupního tranzistoru.
Tento postup představuje ruční analýzu obvodu tj. řešení hotového zapojení a zjištění jeho
vlastností. Daleko atraktívnější syntézu tj. návrh obvodu na zadané vlastnosti můžeme zkusit
provézt „syntetickými“ programy , jako je COCO S, SNAP a pod. I tak ale musíme znát alespoň schéma zapojení.
Početní příklad na vícestupňový zesilovač s lineární modulovou charakteristikou.
Použijeme schéma dle obr. 4-4 se strukturou SE+SC+SE. První stupeň musí mít velké napěťové i proudové zesílení a malý šum. Druhý stupenˇ je jako isolační a umožňuje připojení
relativně malého vstupního odporu u „výkonového“ třetího stupně na relativně vysoký výstupní odpor vstupního zesilovače. Celek je provázán účinnou antidriftovou ZV přes odpor R9
a tím tepelně dobře stabilizován. Obvod má i galvanicky oddělenou signálovou ZV přes odpor R3 , která bez zásahu do pracovních bodů upravuje dynamické vlastnosti obvodu. Předpokládáme, že jsme nějak ( ručně nebo počítačem) zjistily pracovní body obvodu
T1 : Ic=100µA , Ib =0,4 µA , Cce = 3,1 V, Ube = 0,55 V.
T2 = T3 : Ic = 2,4 mA, Ib = 7 µA , Uce = 15,5 V , Ube = 0,6 V.
Krok č. 1 ... výchozí řešení pro T1
h11 = 4,5.103.1,2= 4,9 kΩ , h12 = 2.10-4.0,9 = 1,8.10 .
h21 = 300.1,2 = 360 ,
h22 = 30.10-6.0,7= 21.10-6 S,
Dh = 0,048 ,
Rz = 3,3.10 3// 50.103 = 3 kΩ
Au3 = 195
Rin3 = 5,2 kΩ
Cin3= Cbc.(1+Au) = 3,5.10-12.195 = 686 pF
Pro Rg = 0
Rout3= h11 / Dh = 112,5 pF. Cout3 = Cce3 = 4 pF.
Krok č. 2. .. aplikace místních zpětných vazeb - neblokovaný emitorový odpor R7=33Ω.
β3 = Re/Rz = 33 / 3.103 = 0,011.
a stupeň této ZV N3 = 1+β3.Au3= 3,145
Po aplikaci tohoto čísla
Au3´= 195 / 3,145 = 62,0
Rin3´= Rin3.N = 5,2.103.3,145=16,3kΩ
Cin3´= Cin3/N = 218 pF
Rout3´= Rout3.N = 354 kΩ
Cout3´= Cout3 /N= 1,3 pF.
Stupeň T2 - krok č.1
Je to zapojení SC a h-parametry přepočteme dle vzorců (4.31)
Dhc = 360 , Rz = Rin3 // R4 = 1 kΩ
Au2 = 0,985 , Rin2 = h11+h21.Rz = 365 kΩ , Cin2 →0 ( zanedbáme),
Rout2 = 1/S = h11/h21 = 15Ω , Cout2 → 0 ( zanedbáme).
Místní ZV je už respektována v přepočtu h-parametrů.
Výchozí řešení stupně T1 - krok č.1
Nejprve musíme přepočítat h-parametry do značně odlišného pracovního bodu . Použijeme
grafy z obr. 4-18 a 4-19.
h11 = 4,5.103.0,95.12 = 51,3 kΩ ,
h12 = 2.10-4.1,15.9= 20,7.10-4
h21 = 300.0,95.0,6=171,
h22 = 30.10-6.1,4.0,35= 10,5µS ,
Dh1 = 0,184 ,
Rz1≅ R2 = 33 kΩ
Pak dostaneme
Au1 = 98,3 ,
Rin1 = 42,6 kΩ ,
Cin1 = Cbc.(1+Au1) = 645,4 pF
38
Rout1 = h11/Dh1 = 279 kΩ ,
Cout1 = Cce1 = 6 pF.
Krok č.2 - aplikace místní ZV : činitel místní ZV β1 = R1/R2= 10.10-3
stupeň této ZV N1 = 1+β1.Au1 = 2
Vliv tohoto stupně ZV
Au1´= 49 , Rin1´= Rin1.N1 = 85 kΩ , Cin1´= Cin1 / N1 = 323 pF
Cout1´= Cout1 /N = 3 pF.
Rout1´= N1.Rout1 = 558 kΩ ,
Řešení celkové signálové ZV. Vazba je záporné ( vysledujte polaritu signálu v jednotlivých
bodech zapojení !), napěťová ( tj. paralelní k výstupu) a sériová (ke vstupu). Je vedena přes
součástky R3 a C2.
Činitel této ZV
βc = R1 / (R1 + R3) - v tomto vzorci neznáme velikost odporu R3.
R3 = R1 / βc - R1 .
Přenos v přímé větvi celého zesilovače je
Auc = Au1´ . Au2´. Au3´ = 49 . 0,985. 62 = 2992.
Jelikož žádáme celkové zesílení Auc = 300 , vychází z toho požadovaný stupeň ZV
Nc = Auc / Auc´ ≅ 10.
Jelikož Nc = 1 + βc .Auc je hledaný činitel celkové ZV
βc = ( Nc - 1) / Auc = 3.10-3 a hodnoty zatím neznámého odporu
R3 = 300 / 3.10-3 = 110 kΩ . Tento odpor může být i nastavitelný.
Tuto celkovou signálovou ZV aplikujeme v místech připojení
Rinc´= Rin1 . Nc = 850 kΩ , Cinc´ = Cin1´ / Nc = 32 pF ,
Routc´= Rout3´/ Nc = 35 kΩ , Coutc´= Cout3´. Nc = 13 pF.
V posledním čtvrtém kroku, započítáme fixní součástky k vstupní a výstupní dvojici svorek.
Rin skut = Rinc // R8 = 113 kΩ.
Byla zadána menší hodnota ( 50 kΩ). Když to vadí. lze použít paralelně zapojený odpor (
bočník) - pozor na šum, nebo i aktivní tlumení.
Rout skut = Routc // R8 = 3 kΩ . Vyhovuje.
Řešení celkové modulové charakteristiky zesilovače
Problém rozdělíme na dolní a horní oblast kmitočtů a v každé oblasti ještě na prvky mimo a
uvnitř celkové ZV.
Obvody mimo smyčku řešíme jako derivační ( hloubky) nebo integrační ( výšky) a ZV je
nijak neovlivní. Je-li jich více stejného typu, pak je vhodné „ příděl“ decibelů rozdělit dle
fyzikální úvahy. Na vstupní článek přidělíme raději větší počet dB aby vyšel šumově výhodnější malý kondensátor ( ne s elektrolytickým dielektrikem).
Vstupní oddělovací kondensátor C1 ( volíme PdB = 1,5 dB)
C1 = (1 / ωd.Rs1) . [ 1/ 10 exp( 0,1.PdB -1) - 1 )] = 90 nF.
kde .... Rs1 = Rg + Rin skut = 114 kΩ .
Podobně C3 = pro volený útlum -0,5 dB ... C3 = 280 nF, použijeme elektrolyt 0,5 µF.
Bootstrapový kondensátor C2 vyhoví o minimální kapacitě 100µF.
Horní lomový kmitočet článků mimo smyčku ZV je tvořen RC členy na vstupu a výstupu.
Vstupní integrační článek ωh1 = 1/ Cp1.Rp1= 8.106 rad/s, ... fh1 = 1,27 MHz.
kde... Cp1= Cin skut , Rp1 = Rg// Rin skut .
Je to hodnota velice vysoká, zesilovač by byl nežádoucně citlivý na celé pásmo středních vln.
Použijeme tedy snížení tohoto kmitočtu na hodnotu cca 30 kHz. Stačí paralelní připojení kondensátoru cca 1,3nF ke vstupním svorkám.
Lomový kmitočet výstupního integračního článku
ωh3 = 1/Cp3.Rp3 = 3,8.106 rad / s . ... fh3 = 0,6 MHz.
Na výstupu už tato hodnota tak nevadí a asi ji ponecháme.
39
Podobně určíme i lomové kmitočty uvnitř smyčky ZV s tím, že pokud jsou určeny zdánlivými
hodnotami ( nejčastěji na výškách) je jejich hodnota násobena stupněm ZV o velikosti Nc .
Velice důležitým bodem návrhu, který je nutný i při počítačovém návrhu je kontrola stability
proti oscilacím. Vyšetřujeme tak v obou možných postupech ( ruční a počítačová analýza)
rozpojenou ( otevřenou) smyčku ZV . Např. pro horní okraj kmitočtového pásma a ruční analýzu lze náš obvod překreslit do tvaru dle obr. 4-21.
Obr. 4-21. Přenos v rozpojené smyčce ZV pro vysoké kmitočty
Aby byl obrázek srozumitelný, jsou tam naznačeny i jednotlivé elektrody tranzistorů.
Integrační článek mezi prvním a druhým stupněm
Rp1 = Rout1// Rin2 = 27 kΩ . Cp1 = Cout1 + C in2 = 6,5 pF.
ωh1 = 1/ Rp1.Cp1=5,6.106 rad/s. . . . fh1 = 0,9 MHz.
Článek mezi druhým a třetím stupněm
Rp2 = Rout2 // Rin3 = 15Ω . , Cp2 = Cout2 + Cin3 = 218 pF.
ωh2 = 306.106 rad/s . . . fh2 = 48 MHz.
Článek mezi druhým a třetím stupněm
Rp3= Rout3// Rin4 = 2,8kΩ , Cp3 = Cout2 + C in4 = 76 pF.
ωh3 = 4,7.10 6 rad/s. . . . fh3 = 0,75 Mhz.
Posloupnost lomových kmitočtů je následující : 0,75MHz, 0,9 MHz a 48 MHz.
Nejnižší kmitočet tj. 0,75MHz má být dominantní, ale další v pořadí je přiliž blízko. Takto
by bylo velice obtížné zajistit stabilitu . Musíme od sebe oddálit oba nejnižší kmitočty. Zvyšovat druhý v pořadí je obtížné ( nutno výrazně „zlepšit“ kmitočtové vlastnosti). Jednodušší
je „zhoršit“ menší z obou ( 0,75 MHz) . Máme velkou rezervu a tato možnost je tedy výhodná.
Dále musíme určit přenos v rozpojené smyčce
βc . Auc´= 3.10-3 . 2992 = 8,97 tj. 19 dB.
Aby byl obvod stabilní s předepsanou bezpečností , musíme určit kmitočet nejnižšího lomu
tak, aby u druhého v pořadí tj. u kmitočtu 0,9 MHz byl pokles přenosu prvního ( hledaného)
alespoň těchto 19 dB.
Pro logaritmické vyjádření lze dokázat z principu podobných trojúhelníků, že pokles na daném kmitočtu je -viz lit.[1]
PdB = 10.log ( 1+ω2.Cp2.Rp2) = 10.log (1 + f2 / fh2).
40
(4.62)
A z toho pro známé PdB ( zde 19 dB) můžeme určit hledaný kmitočet f a první lom 0,75MHz
na tento kmitočet snížit ( třeba přídavným paralelním kondensátorem nebo zvětšením průchozí kapacity ). Pro náš případ vyhoví nový kmitočet fh1 o hodnotě cca 30 kHz.
Situace před a po zásahu je naznačena na obr. 4-22.
Obr.4-22. Přenos v rozpojené smyčce ZV pro číselný příklad
Při počítačové analýze bude výhodné provést i citlivostní analýzu pro tolerance zisku zesilovačů (tranzistorů), stárnutí elektrolytických kondensátorů atd. I u driftového posuzování se
může stát, že obvod je nestabilní tj. dochází k inverzi znaménka „pomaloběžné“ antidriftové
vazby z žádané záporné na kladnou. Pak by obvod měl tendenci se tepelně „rozjíždět“ a byl
by nepoužitelný. Někdy se tato nestabilita projeví pomaloběžnými kmity soustavy, které někdy označujeme jako „motorování“. V podrobném návrhu tohoto obvodu by neměla chybět
ani úvaha o nutné filtraci napájecích obvodů a jednotlivých filtračních členů. Podrobnosti
jsou např. v [ ] str. 101 a v lit. [ ].
U strojního řešení stability musíme u zadaného schématu zapojení chytře rozpojit obvod celkové ZV (nebo driftové ZV při vyšetřování tepelné stability) tak, aby se klidové poměry
nezměnily. Někdy je nutno některé svorky ošetřit zapojením příslušných odporů, některé
svorky musíme podložit dodatečným stejnosměrným zdrojem o napětí daném AV analýzou
atd. Důležitý poznatek je ten, že v místě rozpojení nám vznikne na jedné straně vstup, na druhé straně výstup rozpojené smyčky ZV. Většina počítačových programů typu MicroCap a
PSpice nám pak obvykle zobrazí modulovou a fázovou charakteristiku v Bodeho linearizovaném provedení. Bodem kontroly je inverze fázové charakteristiky z obvyklých 180° na 0° a k
tomu příslušející hodnota modulové charakteristiky. Ta by v tomto bodě měla být bezpečně
pod 0 dB. Dochází k tzv. inverzi znaménka zpětné vazby z původně obvykle záporné (invertující zapojení) na kladnou (neinvertující zapojení).
4.11. Vícestupňové korekční zesilovače
Máme nyní velice častý úkol navrhnout zesilovač s předepsanou modulovou charakteristikou. Realizace už byla dříve naznačena a jde v podstatě o rozbor známého Blackova vzorce
pro tuhou zápornou ZV.
Au(ω) ´ = Au(ω) / [1+β(ω) . Au(ω) ] a to pro tuhou ZV lze upravit na
Au(ω)´ ≅ Au (ω) / β(ω) . Au(ω) .
(4.63)
41
Z toho je vidět, že korekční zásah v přímé větvi je nefunkční - vazba se jej úspěšně snaží
zlikvidovat a jediné řešení dostaneme po nabízejícím se zkrácení. Tedy
Au(ω)´≅ 1 / β(ω) .
(4.64)
Praktický návod k řešení požadované modulové charakteristiky:
Chceme-li vyrobit určitou kmitočtovou modulovou charakteristiku, pak musíme obvodu
zajistit dostatečně tuhou zápornou ZV (o stupni alespoň N=10) a do zpětnovazební smyčky
zapojíme takový korekční obvod, který má reciprokou přenosovou modulovou charakteristiku k požadované.Výhodou je opět obvod, který inverzně nabízí splnění požadované korekční
charakteristiky – obvody lze najít v oblíbených publikacích typu „katalog funkcí“. Je výhodné
použít logaritmicky (tj. v dB) kreslené charakteristiky. Přímka zůstává přímkou a hlavně při
asymptotickém způsobu kreslení je problém snadno řešitelný.
Navíc existuje několik publikací(katalogů funkcí - Zverev: Handbook of filters synthesis,
J.Wiley, N.Y. 1967 a Christian, Eisenmann: Filter design and graphs, Wiley and sons N.Z.
1966 a mnoho dalších a novějších). Nejběžnější korekční obvody jsou na dalších stánkách v
tabulkách. Jako příklad uvedeme korekční obvod pro gramofonovou rychlostní přenosku dle
normy RIAA .
Na obr.4-23. je naznačen požadavek, na sousedních obr. 4-24 možné řešení.
Obr.4-23. Korekce RIAA
Obr.4-24. Korekční obvody pro RIAA
Nejčastěji používáme zapojení dle obr. 4-24a a řešení je publikováno např. v časopise Funkechnik 1968, č.20 str. 769 a v [ ] str. 104.
Přenosové vlastnosti často používaných RC článků
42
43
44
45
5. Operační zesilovače (OZ) v nízkofrekvenční elektronice
Jsou to velice užitečné a oblíbené součástky, které kvalitně a přitom levně umožňují realizovat celou řadu obvodů v nf technice. Technologicky je většina OZ realizována monolitickou
technologií, menšina hybridní. Hlavními parametry OZ jsou :
a) Zesílení OZ - je to poměr „pomalé“ změny výstupního napětí ku změně vstupního napětí
mezi oběma diferenciálními vstupními vstupy. Dosahuje hodnot Ao = 104 až 106 tj. 80 až 120
dB.
b)Diferenční vstupní odpor Ri naměříme mezi oběma vstupními svorkami. Pro OZ s bipolárními tranzistory bývá asi 300 kΩ , u unipolárních až 109 Ω.
c) Výstupní odpor Ro (vnitřní odpor výstupní svorky) bývá kolem 100Ω.
d) Vstupní klidový proud IIB je střední hodnota ss proudu tekoucí mezi oběma vstupními
svorkami a zemí při nulovém vstupním signálu. Běžně bývá 10 až 100 nA, u FETů na vstupu
i pod 1 nA.
e) Napěťový ofset ( napěťová nesymetrie vstupů) αUIO je to napětí, které je nutno přivézt ke
vstupním svorkám aby výstupní napětí při symetrickém napájení bylo nula.
f) Proudový ofset ( proudová nesymetrie vstupů) αIIO je rozdíl proudů, které musíme přivést
do vstupů, abychom nastavili nulové výstupní napětí (při symetrickém napájení). Běžná hodnota je 1 až 100 nA.
g) Napěťový drift ( nestálost napěťové nesymetrie) - drift napěťového ofsetu je změna nesymetrie při nejčastěji změně teploty . Běžně bývá ∆αUIO cca jednotky µV / K.
h) Proudový drift ( nestálost proudové nesymetrie) - drift proudového ofsetu je dán změnou
proudové nesymetrie nejčastěji s teplotou. Běžně ∆αIIO bývá řádu pA / K.
ch) Šum OZ má stejnou fyzikální podobu jako drift napěťového ofsetu s tím, že je obvykle
spektrálně vyšší - cca nad 10 Hz. Jinak řečeno drift je šumová složka pod cca 1Hz.
i) Činitel potlačení soufázového signálu CMR(R) nebo krátce CMR (Common Mode Rejection Ratio) vyjadřuje míru nežádoucího přenosu signálu na výstup při buzení obou diferenčních vstupů soufázovým signálem ( oba vstupy paralelně) k obvyklému protifázovému buzení
vstupů
CMR(R) = 20.log ( Ao / A CM ),
(5.1)
kde:
Ao je zesílení vlastního OZ při diferenčním buzení
ACM je zesílení při soufázovém buzení.
Dobré OZ hlavně tzv. přístrojového typu mají CMR až 160 dB.
j) Citlivost napěťové nesymetrie na změnu napájecího napětí SVR(R) (Supply Voltage Rejection Ratio) . Obvyklá hodnota je 1 až 100 µV / V.
46
k) Rychlost přeběhu SR (Slew Rate) udává rychlost změny výstupního napětí (časovou derivaci) při skokové změně vstupního signálu. Je to projev vnitřní integrace tedy konečného (a
obvykle dosti nízkého) horního mezného kmitočtu OZ. Běžná hodnota je kolem 1 V /µs.
Často je nutno tento údaj upřesnit udáním velikosti nastaveného zesílení obvodu s OZ.
5.1. Základní obvody s OZ
Literatura k tomuto tématu je bohatá, lze doporučit [16],[14],[13] a další.
Invertující zesilovač - obr. 5-1. Budeme předpokládat, že vlastní OZ má veliké zesílení i
vstupní odpor ( blíží se ideálnímu). Pak bod S se chová jako tzv. virtuální (zdánlivá) zem. Je
na něm nulové signálové napětí a neteče jím žádný proud. Pak platí
i1 = u1 /R1
a také
i2 = - u2 / R2.
Jelikož musí být i1 = i2 ( proud bodem S je nulový)
AIC = u2/u1 = - R2 / R1 .
(5.2)
Potom např. pro napěťový invertor s hodnotou AIC =-1 ... R2 / R1 =1 a R1 = R2 .
Činitel ZV pro tento případ pak bude β = 0,5. Zapojení z obr. 5-1 má zápornou napěťovou
paralelní ZV tj. má malý vstupní i malý výstupní odpor.
Obr.5-1. Invertující zesilovač
Obr.5-2. Neinvertující zesilovač
Vstupní odpor inverujícího zapojení je ( je to nepravý bootstrap - viz dříve)
RinN = R1 + R2 / ( 1+Ao ) ≅ R1 .
(5.3)
Výstupní odpor díky napěťové ZV
RoutN = Ro / N.
(5.4)
Může dosahovat velice nízkých hodnot ( mΩ ) - zapojení pro další obvody představuje zdroj
napětí.
b) Neinvertující zesilovač - obr. 5.2
Bude-li napětí signálu v bodě S nula a rozdíl napětí mezi oběma diferenčními vstupy také
nula, musí platit
47
ANC = u2 / u1 = ( R1+R2) / R1 = 1+R2/R1.
(5.5)
Pro napěťový sledovač s ANC = +1 .... 1+R2/R1 = 1 .... R1 → ∞ , nebo R2 = 0.
Obvod má zápornou napěťovou sériovou ZV a tedy bude mít také malý výstupní odpor jako
předchozí obvod, ale naopak velký vstupní odpor.
RinN = RI . N = RI . Ao / ANC .
(5.6)
RoutN = Ro / N.
(5.7)
c) Sečítací (sumační) zesilovač - obr.5-3 provádí v bodě S analogový vektorový součet vstupních signálů. Zpracování jednotlivých vstupních příspěvků je autonomní, přenosy z jednotlivých vstupů mohou být různé, zkrat na kterémkoliv ze vstupů neovlivní další vstupy. Nevýhodou tohoto zajímavého zapojení je ta skutečnost, že virtuální zem S má charakter sběrnice,
může být konstrukčně dosti rozměrná a je velice citlivá na indukování rušivých napětí (
brum). Nehodí se proto přiliž např. pro směšovací ( mixážní) pulty a podobná zařízení.
Podle vztahu pro invertující zapojení (5.2)
u2 = - ( u1.R2/R1 +.....+ un . R2/Rn)
(5.8)
a tedy také
Aun =-R2 / Rn .
(5.9)
b) Rozdílový ( diferenční) zesilovač - obr 5-4.
Obr.5-3. Sumační zesilovač
Obr.5-4. Diferenční zesilovač
I když je pravda, že OZ se svými dvěma rozdílovými vstupy by měl být pro funkci diference
přímo předurčen, je nutno konstatovat, že přímé použití není moc vhodné. Vadí značně rozdílný vstupní odpor obou vstupů ( invertující malý, neinvertující velký) a dále to, že zesílení
neinvertujícího vstupu je dle vztahů ( 5.2) a (5.5) o jedničku různé .To lze napravit přídavným
děličem z odporů R3 a R4. Současně lze upravit (snížit) i vysoký vstupní odpor tohoto vstupu.
Lepší vlastnosti má ale obvod dle obr. 5-5, který je znám jako rozdílový přístrojový zesilovač
a v této podobě je dodáván v obou běžných technologiích.
48
Obr.5-5. Přístrojový rozdílový zesilovač
Pro obvod z obr. 5-5 platí
Aud = 1 + 2.R2 / R1 .
(5.10)
Poznámka: Značně rozšířené je použití OZ pro aktivní filtry všech možných druhů. Jelikož je
tento obor na našem ústavu specializovaně vyučován, v této práci se jimi nebudeme zabývat.
5.2. Některé dynamické vlastnosti OZ.
a) Mezní kmitočty OZ. Ve srovnání s obvody s diskrétními prvky jsou mezní kmitočty obyčejných hlavně monolitických OZ velice nízké. Obvod je „pomalý“ a má velikou snahu integrovat nf signál. Výrobci nejčastěji udávají tři mezní kmitočty:
1) Kmitočet prvního lomu fo - bývá u běžných OZ řádově 20 Hz. Od tohoto kmitočtu zesílení Ao klesá obvykle se směrnicí -20dB/dekádu až do kmitočtu f1.
2) Kmitočet pro jednotkové zesílení f1 ( Ao =1 tj. 0 dB). Je to naprostý konec aktivní činnosti
OZ. Běžně bývá nad 3 MHz, ale i mnohem více.
3) Kmitočet „ pro plný výkon“, výkonová šířka pásma . Je definován pomocí rychlosti přeběhu SR. Toto dynamické omezení lze definovat buď napěťově nebo proudově.
Napěťová definice při harmonickém signálu
SR = du2 / dt a pro harmonický signál
SR = U2.ω.cos ω t
kde člen
u2 = U2 . sin ωt
bude po provedení derivace
U2.ω má povahu amplitudy rychlosti přeběhu. Tedy
49
SRM = U2 .ωp = U2 .2π. fp .
(5.11)
Tato velice důležitá rovnice říká, že pro danou hodnotu SRM musí být součin amplitudy
výstupního napětí a hledaného omezujícího kmitočtu konstantní. Rovnice praví, že „buď napětí nebo kmitočet“ . Proto je činnost OZ (ale i jakýchkoliv jiných zesilovačů) hlavně na vysokých kmitočtech co do dosaženého rozkmitu signálu silně limitována. Pokud tuto podmínku
nedodržíme, je vlastní SR zesilovače nedostatečné a výstup nestačí signál sledovat. Typickým zkreslením je deformace původní sinusoidy na pilu s limitovanou hodnotou SR tj. s
omezenou strmostí. K této „proměně“ ale může dojít i z daleko vážnějších, nelineárních příčin: pokud je některý stupeň uvnitř struktury OZ přebuzen (a to nedá mnoho práce), pak vstupující sinusovku omezí na přibližně obdélníky. Pomalá struktura OZ je integruje a výsledkem
je opět pila!
Podle vzorce (5.11) bývají často udávány použitelné šířky pásma. Nad tento kmitočet (často
bývá kolem 150kHz) začne prudce růst harmonické zkreslení THD. Žádoucí je pracovat na
kmitočtech cca 10x menších jak fp.
Proudová definice omezení rychlostí přeběhu ( pro libovolný průběh).
Na výstupu sledovaného OZ je vždy připojena nějaká kapacita (korekce, kabely atd.), takže
náš zesilovač musí tyto kapacity „přebíjet“ na jiné napětí a k tomu potřebuje dodat proud.
Běžné OZ monolitického provedení mají výstupní proud omezen na cca 5mA, hybridní někdy
20mA. Lze použít i tzv. proudové posilovače , drivery - viz [13]. Pak
SR = du2 / dt = dUc / dt = dQ/(dt.Cc ) = d(I2.t) / Cc.dt .
A tedy
SRM = I2M / Cc .
(5.12)
U zkoumaného obvodu může zasáhnou dříve napěťová nebo proudová „nemohoucnost“ OZ.
Samostatným problémem je fázová kompenzace obvodů s OZ ( zabezpečení proti kmitání). Je
dobře řešená v [15] a [14]. Zde jen uvedeme, že existují tři základní metody:
a) Úprava vstupní impedance (širokopásmová korekce) ,
b) Korekce na vnitřních bodech obvodu (pokud jsou vyvedeny - urychlující korekce)
c) Korekce na vstupu OZ (zpožďující, integrační) korekce.
Nejčastěji použijeme korekci doporučenou aplikačními listy výrobce.
6. Korekce a korekční zesilovače
Slouží na rozdíl od už vzpomenutých korekčních vstupních zesilovačů k zákaznické úpravě
modulové charakteristiky za chodu zařízení a tím k individuálnímu (někdy dosti škodícímu)
upravení vlastností soustavy. Lze tím přizpůsobit poslech např. akustickým vlastnostem poslechového prostoru, kvalitě některých komponentů a pod. Tak se liší některé komerční zařízení se spoustou ekvalizérů, filtrů a často i digitálních upravovacích obvodů a jiných od „puristických“ zařízení s přísně lineární charakteristikou.
50
6.1. Pasivní korektor hloubek - obr.6-1.
Obr.6-1. Pasivní korektor hloubek
Obr.6-2. Modulové charakteristiky
Umožňuje regulaci dolní poloviny akustického pásma s přidáváním i ubíráním přenosu s proměnnou strmostí do 20dB/dekádu s přibližně konstantním dělícím kmitočtem. Je to tedy
typická regulace s proměnnou strmostí a stálým dělícím kmitočtem, mimochodem našemu
uchu dosti příjemná.
Střední přenos naznačeného obvodu
KsH = R2 / (R2+R1´) , kde R1´= R1 + Rg.
(6.1)
Aby byla modulová charakteristika nezvlněná, musí být i přenos vnitřního kapacitního děliče
stejný (stejné časové konstanty)
R1´.C1 = R2.C2
(6.2)
a tedy
KsH = C1 / ( C1 + C2).
( 6.3)
Z obr. 6.2 je vidět, že KcdB = H(+) + D.
( 6.4)
Pro velmi nízké kmitočty (limitně nula) jsou reaktance kondensátorů velké a neuplatní se.
Pro jezdec potenciometru v horní poloze - obr.6-3a
KH+ = (R2 + P1) / ( R2 + P1 + R1´).
(6.5)
Naopak v dolní omezovací poloze jezdce potenciometru -obr.6-3b
KH(-) = R2 / (R2 + P1 + R1´).
(6.6)
Takto máme určeny tři důležité vodorovné hladiny v obrázku 6-2.
51
Abychom zjistili průběh modulu pro jakoukoliv frekvenci bude dle obr.6-3 a pro horní zdůrazňovací polohu jezdce potenciometru
K(+) = (R2+p.P1.R2.C2+P1) / (R1´+p.P1.R1´.C2+R2+p.P1.R2.C2 +P1 ) =
= (R2+P1+p.P1.R2.C2) / [ R1´+R2+P1+p.P1.C2.(R1´+R2)] .
kde ...p = jω.
Další postup dle metody v [11] je tento: vytkneme členy obsahující kmitočet tj. člen s členem
p. Dostaneme hledaný přenos jako součin členu statického a druhého kmitočtově závislého.
První člen pak má funkci limity celého vztahu pro f→0 . Formálně je tedy výsledek ve velice
vhodném tvaru
K(+) = Kho . K(ω) .
Součin R.C v úplném vzorci je časová konstanta příslušného RC článku a tak lze psán
K(+) = KHo .( 1 + p.τ1 ) / ( 1 + p. τ2 ) .
(6.7)
Srovnáním se vzorcem (6.5) dostaneme
τ 1 = C2 . ( R2 // P1 )
a
τ 2 = C2. [ P1 // (R1´+ R2 )] .
(6.8)
Přitom člen (1+ p.τ1 ) v čitateli vzorce (6.7) popisuje derivaci tj. růst čáry s rostoucím kmitočtem, naopak dolní člen (1 + p.τ2) zase integraci tj. pokles čáry s růstem kmitočtu. Aby
křivky měly žádaný tvar dle obr. 6-2 musíme předepsat poměr obou časových konstant.
V našem případě chceme, aby čára šla nejprve „s kopce“ a pak se současnou činností obou
členů vyrovnala, tedy
τ1
<<
τ2 .
(6.9)
Obr.6.3. Krajní polohy korektoru hloubek
Pro dolní polohu dle obr. 6.3b bude podobně platit
52
K(-) = R2 / [ R1´+ R2 + P1 / ( 1 + p.C1.P1)] = KH(-) . ( 1 + p.τ3 ) / ( 1 + p.τ4 ).
(6.10)
kde bude
τ3 = C1 . P1
a
τ4 = C1.( R1´ + R2 )
(6.11)
Pro žádaný charakter čáry musíme zajistit
τ3 > τ4 .
(6.12)
Obecná poloha jezdce potenciometru je na obr. 6-4.
Rozdělení dráhy potenciometru na dvě obecné části zajistí zvolený koeficient k ( 0 až 1 ).
Pokusíme se nyní najít elektrickou polohu neutrálního „středu“ potenciometru. Obě časové
konstanty musí být stejné ( kompensovaný dělič)
P1.( 1 - k). C1
=
P1 . k . C2
z toho C1 - k.C1 = k. C2
a tedy k = C1 / (C1+C2) = KsH
(6.13)
Obr.6-5 naznačuje spekulativní průběh dráhy potenciometru s tím, aby elektrický neutrální
střed byl uprostřed mechanické dráhy potenciometru. Při lineárním průběhu (čárkovaně) by
byla potlačovací funkce „nečitelně“ natlačena k dolnímu konci dráhy. Nutno použít logaritmický průběh.
Obr. 6-4. Obecná poloha potenciometru
Obr.6-5. Průběh odporové dráhy P1
6.2. Pasivní korektor výšek
Obvyklé schéma zapojení je na obr 6-6, průběh modulu přenosu na vedlejším 6-7.
Pomocný dělič z odporů R3 a R4 zajišťuje definovaný průběh přenosu na nízkých kmitočtech.
53
Obr.6-6. Pasivní korektor výšek
Obr.6-7. Jeho modulová charakteristika
Pro velmi nízké kmitočty platí
KsV = R4 / (R3 + R 4 + Rg ) .
(6.14)
Pro krajní polohy zanedbáme vliv čárkovaně v obr. 6-8 naznačených součástek (předpokládáme „isolační“ funkci potenciometru P2)
K(+) = R4 / [ R4 + Rg + R3 / (1+p.C3 .R3 )] = KsV .(1+p.τ5 ) / (1+p.τ6 ) (6.15)
kde... τ5 = C3.R3
a
τ6 = C3.[ R3 // (R4 + Rg )].
(6.16)
Zde musíme zajistit platnost nerovnosti
τ5 > τ6 .
(6.17)
Obr.6-8. Krajní polohy výškového korektoru
Podobně pro potlačovací polohu
K(-) = [R4/(R3+R4+Rg)] / {[ 1+p.C4.R4.[ (R3+Rg) /(R3+R4+Rg)]}
a to lze zjednodušeně psát
54
(6.18)
K(-) = KsV . 1 / ( 1+p.τ7 )
(6.19)
a zde τ7 ≅ C4. (R3//R4) .
(6.20)
6.3. Sdružený pasivní ( dvoupásmový) korektor
vznikne spojením obou předchozích zapojení do kaskády. Tento obvod by ale měl jednu vadu: útlumy pro střední polohy by se v dB sečítali. To je zbytečné a daleko elegantní řešení je
v tom, že dělič R3 - R4 u výškového korektoru nahradíme hloubkovým korektorem. Tak se
nám střední útlum vyskytuje ve výsledku jen jednou. Někdy ještě mezi obě spojené části přidáme „isolační“ odpor Ro . Je dobré, když je tento korektor napájen ze zdroje napětí (malé Rg
) a navíc vstupní odpor následujícího stupně bude velký - Rin2> Ro > R1 a také Rin2>Ro+P1.
Obr.6-9. Sdružený pasivní korektor
Díky existenci odporu Ro nemá hloubkový korektor charakter děliče, ale je to zapojení do
hvězdy. Bez odvození uvedeme přepočtové vztahy pro náhradu hvězdy trojúhelníkem
Rt1 = R1+Ro+ R1.Ro / R2 ,
Rt2 = R2+Ro+R2.Ro/R1 ,
Rt3 =R1+R2+R1.R2/Ro .
(6.21)
Při návrhu je hloubkový korektor dominantní a výškový se musí přizpůsobit.
Číselný příklad na sdružený pasivní korektor.
Navrhněte obvod dle obr. 6-9 s těmito vlastnostmi: H(+) = H(-) = 20dB, Rg = 50Ω , fs=1kHz.
Horní i dolní lomové kmitočty nemusí být zadány, neboť při známé strmosti čáry jsou jednoznačně dány. V našem případě se budou lišit od středního právě o dekádu.
Hloubková část - pro „napěťové“ napájení musíme zajistit R1+R2 = cca 20.Rg = 1kΩ .
Volíme nedoregulovaný zbytek D = 3dB a z toho KsdB = D + H(+) = 23dB a tedy KsH=0,084.
Z rovnice (6.1) pro Rg→0
55
R2 = KsH .( R1+R2) = 82Ω
Z podmínky pro napěťové napájení
R1 = (R1+R2) - R1= 918Ω volíme v řadě 910Ω .
Ze vztahu pro KH(-) (6.6) určíme velikost potenciometru
P1 = [R2 - KH(-) .(R1+R2)] / KH(-) = 7,2 kΩ . Použijeme P1 = 10kΩ .
Zde dosazujeme za KH(-) ≅ 0,01 tj. cca -40 dB.
Zkontrolujeme nedoregulovaný zbytek KH+ = 0,92 tj. D = 0,75 dB což pochopitelně nevadí.
Podle vzorce ( 6.8) pro τ1 je kmitočet lomu ωsH+ = 5.103 rad/s
C2 = 2,4 µF, použijeme např. hodnotu 2µF ( ne elektrolytický) typ TC 180.
Z rovnice (6.2)
C1 = 0,16 µF , použijeme hodnotu 0,15 µF.
Dále provedeme kontrolu lomových kmitočtů
fsH(-) = 1050 kHz, fdH(-) = 100 Hz, fdH+ = 80 Hz což vyhovuje.
Elektrický střed korektoru pro rovný průběh charakteristiky dle (6.13)
k = C1 / (C1+C2) = 0,07 tj. 700 Ω od začátku odporové dráhy.
Oddělovací ( isolační) odpor Ro dle tvrzení v kapitole 5.3 Ro = cca 5.R1 = 4k7.
Požadovaný vstupní odpor následujícího stupně vyjde cca 50 kΩ a to jde snadno splnit.
Výšková část korektoru - transformace hvězda - trojúhelník dle vztahů ( 6.21)
Rt1 = 57 kΩ , Rt2 = 5,1 kΩ , Rt3 = 1 kΩ .
Odpor Rt3 je paralelně ke generátoru a ve výpočtu se neprojeví. Střední lomové kmitočty výškového korektoru zvýšíme o cca 10% proti hloubkové části, abychom zajistili „ pásmo klidu“.
Pro fsV = 1,3kHz bude dle (5.16)
C3 = 2,2 nF a lomový kmitočet fdV+ = 15,5 kHz což vyhovuje.
Pokud ve vztahu pro přenos výškového korektoru nahradíme odpory R3 a R4 transformovanými hodnotami Rt1 a Rt2 dostaneme Ks = 0,08 a to je hodnota blízká přenosu hloubkové části.
Pro případ, že ωsV(-) = ωsV+ dostaneme
56
C4 = 28 nF , použijeme např. hodnotu 33 nF.
Tento příklad lze pochopitelně s výhodou řešit i počítačem.
6.4. Aktivní (zpětnovazební) korektor
Tento obvod je v literatuře znám jako Baxandallův korektor a vznikne zapojením sdruženého
korektoru dle obr. 6-9 do zpětnovazební větve nejčastěji operačního zesilovače. Lze jej realizovat i s jednostupňovým zesilovačem v zapojení SE. Řešení tohoto obvodu klasickými „ručními“ metodami je sice v principu možné (použijeme princip superpozice a výsledek získáme
jako sumu tří dílčích průchodů signálu). Daleko lepší je pochopitelně použití počítače, kdy
bez problému lze provést zjištění vlastností hotového obvodu, tedy analýzu. Podstatně
efektnější je ovšem syntéza tj. návrh velikostí součástek zvoleného zapojení na zadané vlastnosti. Je to úloha nesrovnatelně obtížnější a na zdejším VUT řešena pomocí „domácích“ programů původně ADO -3, později COCO a dnes SNAP. Výsledky jsou obvykle ve značně nepřehledné podobě a práce s nimi není lehká. Častěji proto slevíme z našich požadavků a spokojíme se s analýzou. Tu můžeme s výhodou doplnit variací velikostí některé součástky a
podobnými celkem „bezbolestnými“ zásahy, které významně zrychlí naši práci. Zde se jen
omezíme na uvedení schéma zapojení - obr. 6-10.
Obr.6-10. Aktivní ( zpětnovazební) sdružený korektor
Podrobnější úvahy o řešení těchto obvodů jsou např. v dřívějších verzích těchto skript.
Výsledné charakteristiky mají ale jiný charakter, než dříve řešený pasivní sdružený korektor
dle obr. 9-9. U tohoto obvodu jsme už vzpomenuli, že regulace má charakter změny směrnice
výsledné charakteristiky při prakticky konstantních dělících kmitočtech. U obvodu dle obr. 610 je regulace jiná: má i v mezipolohách prakticky stejnou strmost 20dB/dekádu a výrazně
mění lomové kmitočty. Kupodivu subjektivní vjem našeho sluchu se lépe vyrovnává s charakteristikami „obyčejnějšího“ pasivního korektoru.
6.5. Vícenásobné ( pásmové) korektory
Slouží k velice razantní úpravě přenosové charakteristiky, kterou je lépe svěřit do rukou odborníka. Jinak někdy napáchá dosti zla. Díky požadované vysoké směrnici nelze obvykle použít sluchově příjemné obvody s minimální fází a tak se zde setkáme s resonančními obvody
(nejčastěji sériovými) a se čtyřpóly typu přemostěné nebo dvojité „T“ atd. Použití těchto obvodů (někdy jsou též označovány jako grafické korektory nebo ekvalisery) je plně namístě při
57
ozvučování pořadů (koncertů), při práci v činoherních studiích a pod. Pro „úpravu“ hotové
hudby je jejich použití sporné. Velkou vadou je to, že i při zdánlivém nastavení všech korekčních ovládačů do střední, neutrální polohy je v nejlepším případě modulová charakteristika
celkem rovná, ale fázová charakteristiky bývají značně „divoké“. Tím je dán i nevhodný průběh skupinového zpoždění ( je to derivace fázové charakteristiky podle kmitočtu) a náš sluch
si tuto skutečnost nedovede vysvětlit jinak, než jako dojem harmonického zkreslení nečekaně
velkých hodnot .
Nejčastěji používané schéma zapojení je na obr. 6-11 - vlevo s operačním zesilovačem, vpravo je klasické zapojení jednoho článku od firmy Grundig.
Řešení těchto obvodů je popsáno např. v lit.[1], ve Sdělovací technice 1966 č.1 atd. Při konkrétním návrhu musíme rozhodnout o počtu a kmitočtovém středu jednotlivých filtrů. Běžný
počet je 3 nebo 5 pásem, které mají konstantní násobící koeficient středních kmitočtů. Existují
i podstatně větší počty pásem, pro rozhlasová činoherní studia se používá 10 pásem s oktávovým dělením (násobení číslem 2), pro měřicí účely firma Briel§Kjaer nabízí třetinooktávové
filtry s počtem 36!. Při běžném počtu 5 se často používá dělení kmitočtů v řadě 40 Hz, 200
Hz, 1 kHz, 5 kHz a 16 kHz, kdy u posledního je z fyziologických důvodů použit menší kmitočtový odstup (nad cca 5 kHz ucho už téměř nepozná oktávu). Co se týče požadovaného potlačení nebo zdůraznění jednotlivých pásem obvykle postačí hodnota cca 10dB (asi 1:3). I tak
vzhledem k relativně úzkému pásmu je efekt dosti výrazný.
Obr.6-11. Pásmový korektor s operačním zesilovačem a tranzistorem
Nejčastější slabinou těchto pásmových korektorů je praktická nemožnost získání mírně a lineárně rostoucí modulové charakteristiky v mezipolohách ovládačů. I řešení těchto poloh bez
počítače je prakticky neproveditelné. Úspěch našeho snažení totiž závisí na volené štíhlosti
(činitele kvality ) jednotlivých filtrů a to představuje téměř deskriptivní úkol. V uvedené literatuře je tento geometrický úkol obvykle řešen za značných zjednodušení. Např. je určen mezilehlý kmitočet mezi dvěma sousedními pásmy jako geometrický průměr obou kmitočtů a na
tomto „středním“ kmitočtu se volí poloviční zdůraznění či útlum než maximální. Výsledek je
sice nepřesný, ale obvykle použitelný. Zde se z časových důvodů konkrétním řešením nebudeme zabývat a odkazujeme na uvedenou literaturu.
58
7. Zvláštní zesilovače
Zde máme na mysli obvykle obvody sloužící ke zlepšení komfortu obsluhy a zlepšení vlastností (odstupu S/N) u analogových zesilovačů. Patří sem zesilovače typu kompresor, expandor, limiter a řada analogových reduktorů šumu. Podrobný popis je v [15] a v [1] str. 147.
Základem je nejčastěji obvod typu VCA (Voltage Control Amplifier) , tedy zesilovač s řízením zesílení pomocí napětí na řídicím vstupu.
Popisovaná zařízení mohou být tří typů
a) Řízení zesílení v závislosti na amplitudě zpracovávaného signálu. Měníme vlastně strmost
přenosové charakteristiky u2 = f(u1) při snaze o linearitu této závislosti.
b) Řízení závisí jak na amplitudě, tak i na spektrálním rozložení energie.
c) Řízení jako v bodě b), ale celé spektrum signálu je rozděleno na řadu navazujících pásem.
Úkolem obvodů samostatného řízení zesílení SŘZ je nejčastěji
1) Transformace dynamického rozsahu signálu . Je to buď stlačení ( komprese) nebo roztažení (expanze) dynamiky. Velice často jsou v akustickém řetězci použity v různých místech
zařízení oba typy, a pak používáme společný název kompandor.
2) Ochrana signálové cesty před přebuzením (v rozhlase se říká přemodulování). Jsou to nejčastěji obvody typu limiter. Je to kompresor se „zpožděním“ tj. pracující až po překročení
určité, často nastavitelné, hodnoty.
3) Odstranění nedokonalosti nf zařízení. Např. při rytí analogových „černých“ desek se na
záznamové straně dynamika kompresorem sníží, na reprodukční straně opět zvýší na původní
hodnotu. Takto pracuje např. soustava CX.
Zavedeme pojem činitel komprese, kompresní poměr
E = log u2 / log u1 .
( 7.1)
Na obr. 7-1 je naznačena situace, kdy pro kompresor dostaneme E < 1 a naopak pro expander
bude E > 1. Rovnici (7.1) můžeme tak přepsat na tvar
u2 = u1E .
(7.2
Obr.7-1. Přenosová charakteristika zvláštních zesilovačů
Velice kritickou a ostře sledovanou vlastností těchto obvodů jsou reakční doby náběhu a odběhu, které při nevhodné velikosti způsobují rušivé přechodové děje typu dýchání, šumová
vlajka a pod. Složitější obvody mají proto často automaticky proměnné přechodové doby a
řídí se podle povahy dynamických změn původního signálu.
59
Velice výrazně jsou tyto rušivé děje potlačeny dělením spektra do navazujících kmitočtových
pásem. Realizace obvodů typu SŘZ dnes s výhodou provedeme nabízenými operačními zesilovači typu VCA. Je dobré si uvědomit, že takovéto řízení zisku je vlastně amplitudová modulace se vznikem dvou postranních pásem. Někdy se proto tyto obvody řeší jako vyvážené s
potlačením vlastního řídicího, zde vlastně modulačního signálu.
7.1. Zařízení na redukci šumu v analogových zařízeních
Reduktory šumu lze dělit podle několika hledisek.
a) Podle počtu aplikací při zpracování jsou to obvody jednocestné (zásah je jen při záznamu
nebo jen při reprodukci) a komplementární (obvykle při záznamu komprese, při reprodukci
expanze signálu). Příkladem jednocestného zařízení jsou obvody typu šumová brána (noise
gate), DNS, DNL, ANS, DNR, De Noiser ( Kenwood) atd. Dnes mají jen malý význam.
Používanější jsou soustavy komplementární jako CX pro gramofonové desky, řada soustav
Dolby, dBx, Telcom ( Highcom) , ANRS a další.
b) Podle závislosti na vlastnostech signálu jsou obvody statické ( přenos je nezávislý na signálu a je dán jen konstrukcí) a dynamické (přenos je závislý na velikosti či spektrálních
vlastnostech signálu). Do statických soustav patří různé šumové a hlukové filtry, korekce RIAA, preemfáze a deemfáze u VKV FM vysílání atd. Do dynamických soustav řadíme kompresory, expandory , Dolby reduktory atd. Soustavy mohou být i komplementární, kdy je dynamickým způsobem na „vysílací straně“ provedena komprese a opět dynamickým způsobem
na „přijímací“ straně expanse signálu.
Komplementární dynamické soustavy mohou být vysokoúrovňové, nízkoúrovňové nebo
kombinované. Vysokoúrovňové ponechávají beze změny malé úrovně a ovlivňují jen úrovně
vysoké. Typickým představitelem vyskoúrovňové soustavy je hlavně v rozhlase oblíbená
soustava TelCom (firma Telefunken). Častější jsou soustavy nízkoúrovňové, nejznámější jsou
modifikace firmy Dolby i když některé lze řadit do soustav kombinovaných (C, SR a S).
Díky největšímu rozšíření se budeme dále zabývat převážně soustavami Dolby. Podrobnosti
o ostatních lze nalézt např. v [15].
První operace se signálem na straně „vysílací“ je komprese signálu tj. snížení dynamiky směrem „nahoru“ u nízkoúrovňových systémů, nebo naopak „dolů“ u vysokoúrovňových. Komprese může být provedena buď „nelineárně“ pomocí VCA, nebo častěji u firmy Dolby „lineárně“ pomocí přičítání signálu s použitím obvodu se záhadným názvem procesor (analogový)
dle obr. 7-2 a 7-3. Pod názvem procesor zde rozumíme obvod citlivý na amplitudu, někdy i
spektrum signálu.
60
Obr.7-2. Nelineární komprese VCA
Obr.7-3. Lineární komprese
Firma Dolby už před cca 40 lety navrhla na tehdejší dobu velice komplikovaný a dokonalý
systém Dolby A se čtyřcestným kmitočtovým dělením kanálu s lineární kompresí ( event. při
reprodukci s expanzí) dle obr. 7-4. Díky autonomnímu zpracování v dílčích pásmech jsou
výrazně potlačeny přechodové jevy (dýchání) a obvod zaručuje velice dobrou hodnotu zlepšení odstupu S/N o hodnotu až 15 dB. S výsledky činnosti tohoto obvodu se lze setkat u našich starších gramofonových nahrávek z let 70 až 83. Pro komerční použití byla hned záhy po
uvedení
Dolby A vytvořena zjednodušená „ půlpásmová“ soustava Dolby B- obr.7-5.
Obr.7-4. Dolby A
Obr.7-5. Záznam u Dolby B
U Dolby A je pro záznam použita poloha „komprese“, kdy limitéry v jednotlivých filtrovaných cestách omezí příspěvek signálu jen na relativně nízké úrovně ( pod cca -40 dB) - projev
nízkoúrovňové komprese. Využití sečítacích a odečítacích bloků v dolní části obr.7-4 svědčí
o použití lineární komprese či expanze.
Obvod Dolby B ovlivňuje jen polovinu nf akustického pásma nad kmitočty kolem 500 Hz
(mírně klouzající - viz obr.7-5). Při snímání jsou přenosové charakteristiky opačné - nad dělícím kmitočtem klesají dolů. Opět je to nízkoúrovňová komprese.
Dnes se pro komerční hlavně kazetové magnetofony nejčastěji používá soustava Dolby C. Na
první pohled připomíná dva obvody Dolby B za sebou (v kaskádě). Rozdíl je v tom, že jeden
dílčí systém je vysokoúrovňový a druhý nízkoúrovňový. Systém umožňuje zlepšení odstupu
S/N o asi 15dB. Před asi 14 lety byla vytvořena v současnosti nejlepší profesionální soustava
Dolby SR (Spectral Recording) . Podrobný popis je k dispozici např. v Technických informa-
61
cích ČS rozhlasu 1987 č. 55 a Sdělovací technika 1991 č.11 a 12. Systém tvoří kaskáda tří
bloků - nízko, středo a vysokoúrovňový, první dva mají navíc dvě paralelní cesty (výškovou
a hloubkovou) a každá z nich dle povahy signálu se přepíná na verzi s pevným kmitočtovým
dělením nebo s klouzajícím rozhraním. Dá se říci, že obvod se velmi dokonale přizpůsobuje
charakteru signálu tak, že poslech je vynikající a často překoná dojem z poslechu digitálního
záznamu. Zlepšení odstupu S/N je i o více jak 20 dB. Soustava je ovšem značně složitá a proto i zde existuje komerční verze Dolby S. Jsou jí vybaveny lepší kazetové magnetofony a výsledek je velmi dobrý.
Čistě vysokoúrovňové soustavy jsou např. Telefunken Telcom-C4 ( komerční verze HighCom) a produkty kdysi velmi nadhodnocené americké firmy dBx. Jejich popularita dnes ale
dosti upadla.
Obr.7-6. Reduktor šumu Dolby C
Obr.7-7. Skupinové schéma soustavy Dolby SR ( Spectral Recording)
62
V současné době je spíše na místě zásadní otázka, zda má dnes cenu dále bádat na těchto
otázkách. Je přece již zcela jasné, že i když to není bez problémů, budoucnost patří digitálnímu zpracování akustických signálů.
8. Koncové zesilovače
Úkolem těchto zařízení je výkonové zesílení nf signálů nejčastěji pro napájení reproduktorových soustav při buzení nevýkonovým signálem o úrovni často kole 300mV,u profesionálních
zařízení 750mV při nesymetrickém a 1,55V při symetrickém napájení. Je požadováno velice
nízké harmonické zkreslení THD, velká rychlost přeběhu SR a obvykle nízká hodnota výstupní impedance. Kupodivu nežádáme impedanční přizpůsobení zesilovače a zátěže protože
vzhledem k nízkým pracovním kmitočtům signálu (velké vlnové délce) nehrozí vznik stojatého vlnění a odrazů. Nízká výstupní impedance zesilovače naopak účinně tlumí eventuální
vlastní kmity reproduktorů . Obvod se tedy chová jako zdroj napětí. Jelikož budeme pracovat
s velkou hodnotou signálu nelze bohužel použít běžné výpočetní metody použité v oblíbených
počítačových programech, které pracují obvykle s lineárními modely aktivních prvků. U výkonových bipolárních i unipolárních tranzistorů nebyl dosud navržen použitelný model, často
je nutno dokonce používat náhrady s rozprostřenými parametry a pod. Pokud mají některé
běžně známé programy typu MicroCap nebo PSpice ve svých knihovnách tyto výkonové
tranzistory, pak lze tyto výpočty použít jen pro malé rozkmity signálu obvykle jen v okolí
klidového pracovního bodu. V této návrhové nouzi použijeme v této publikaci grafickopočetní metodu s využitím skutečných VA charakteristik použitých součástek s tím, že řešení
je platné jen pro nízké kmitočty kdy se neuplatní komplexní povaha impedancí i parametrů.
Výhodou tohoto postupu ale je, že nevadí parametričnost a nelinearita uvedených součástek.
Počítačovým postupem doplníme např. řešení stability v okolí klidového pracovního bodu
apod. Vlastní realizace je pak odkázána na funkční vzorek a pracné pokusničení.
Jako základní zapojení pro další úvahy budeme sledovat můstkový zesilovač a jednodušší
verze z něho odvodíme.
8.1 Můstkový koncový zesilovač
Schéma zapojení je na obr.8-1 a úmyslně zde nejsou označeny emitory tranzistorů. Toto zapojení je tedy použitelné pro verzi SE a SC. Zapojení se společnou bází SB nemá v nf technice
použití.
Obr.8-1. Můstkový koncový zesilovač
Obr.8-2. Průběhy napětí v můstku
Činnost obvodu v obr.8-1 je tato: V klidu je můstek vyvážen a v bodech A a B je proti referenčnímu bodu D polovina zdrojového napětí. Průběh napětí obou těchto bodů je na obr. 8-2.
63
Tato situace vyžaduje soufázové buzení protilehlých tranzistorů a současné protifázové buzení opačné diagonály. Dojde k napěťovému pohybu sledovaných bodů A a B od klidové
poloviny až téměř k nule nebo téměř k napájecímu napětí UN. Přitom bod „absolutní symetrie“ E zůstává v klidu na polovině napájecího napětí. Proto lze použít úpravu dle obr. 8-3,
kdy s určitým záměrem rozdělíme zátěž na dvě poloviny a v obvodu se objeví základní buňka zapojení. Je v obrázky vytažena sytě. Celé odvození pak provedeme pro tuto základní buňku a výsledek dostaneme násobením tohoto základu počtem buňek.
Obr.8-3. Úprava můstkového zapojení
V tomto zapojení mohou být tranzistory provozovány s velice malým klidovým proudem,
tedy v pracovní třídě B nebo lépe AB. Pohyb pracovního bodu pro tento případ je na obr. 8-4.
Obr.8-4. Zatěžovací charakteristika sériové dvojice tranzistorů v můstku
Aby odvození bylo obecnější, budeme předpokládat nenulový klidový proud, tedy třídu AB.
Pak je jeden ze spolupracujících tranzistorů vždy proudově aktivní a druhý napěťově „vlečen“.
Z Ohmova zákona
64
IcM = IzM = (UN – 2.Uces) / 2.Rz .
(8.1)
To je největší možný proud tranzistorem a v ideálních podmínkách i zátěží během aktivní
půlperiody.
Napěťové namáhání v bezproudovém režimu je dle obr. 8-2 rovno
UceM = UN – Uces ≅ UN .
(8.2)
Řešení jedné buňky koncového zesilovače
Musíme si uvědomit, že jedna buňka dává výkon jen v polovině periody signálu. Budeme
předpokládat idealizované podmínky činnosti zesilovače a to:
1) Zátěž je nesetrvačná, reálná ,odporová
2) Buzení je harmonické a ustálené (kontinuální)
3) Tranzistory jsou ideální – mají nekonečně velký mezný kmitočet (pracují hluboko pod
skutečným mezným kmitočtem) a chovají se jako ideální integrátor tepla (jejich tepelná časová konstanta je podstatně větší jak doba periody signálu – u běžných výkonových tranzistorů to platí zhruba pod cca 200Hz).
Obvod na obr. 8-1 můžeme doplnit i nekreslenými odpory ve vývodech tranzistorů blízkých
k bodům A a B o velikosti Re.
Druhý Kirchhoffův záklon pro buňku
UN /2 = uce + uz + uRe .
Z toho
(8.3)
Uce = UN /2 – (Rz + Re) . ic .
(8.4)
Je to analytický zápis zatěžovací přímky z obr. 8-4. Pro naznačený průběh impulsu proudu lze
dle Fourierova rozvoje psát (podobně jako pro jednocestně usměrňený průběh)
IcAV = Ick + IcM / π .
(8.5)
Do dalších úvah zavedeme tzv. koeficient buzení (využití) m
m = Ic / IcM = Uc / UcM .
(8.6)
a) Činný výkon jedné buňky do zátěže
Pozor!
Je to největší hodnota efektivního výkonu pro m = 1
2
(U / 2 − U ces ) 2 U 2 N
PzM 1 U zM . I zM U zM
= .
=
= N
=
(8.7)
4
2
4.Rz
4. Rz
16.R z
2.2
Člen „1/2“ před pravou stranou vzorců vyjadřuje zmíněnou skutečnost, že obvod je jen půlvlnný zatímco výkony jsou vyjadřovány za celou dobu periody.
Pro celý můstek dostaneme
PzM = 4.(UN/2 – Uces) / 4.Rz ≅ U2N / 4.Rz .
(8.8)
65
V obvyklém zadání je výkon požadován a z předchozí rovnice hledáme např. potřebné napájecí napětí. Tedy
UN = 2.(Rz . PzM )1/2 + 2.Uces .
(8.9)
Skutečné napájecí napětí volíme obvykle o cca 10% větší. Předchozí vzorce byly určeny pro
plné buzení, tedy pro m = 1. Pro obecné buzení m se toto objeví např. ve vzorci (8.7) jak u
proudu, tak i u napětí. Pak bude
Pz = m2 . (UN /2 – Uces )2 / Rz ≅ m2 . UN2 / 4.Rz .
(8.10)
Z tohoto vztahu plyne, že činný výkon je závislý na kvadrátu napájecího napětí UN a lze jím i
tak nastavit (přepínač výkonu u některých výrobků).Horší vlastnosti je ta, že činný výkon je
nepřímo úměrný zatěžovacímu odporu Rz a při zkratu na výstupu může dojít k poškození součástek v obvodu. Obvod není tedy v principu zkratuvzdorný a zesilovače musíme proto chránit různými (často elektronickými) pojistkami. V nouzi alespoň rychlou tavnou pojistkou.
b) Příkon z napájecího zdroje
Pro jednu buňku a pro obecný činitel buzení m bude
PN /4 = (UN/2) . IcAV .
(8.11)
Po dosazení z rovnice (8.5)
PN/4 =
UN
.( I ck + m. I cM / π ) .
2
(8.12)
Po dosazení z (8.1)
PN U N . I ck m.U N
=
+
.(U N / 2 − U ces ).
4
2
2.π .Rz
(8.13)
Příkon celého můstku při obecném buzení
2
PN = 2.U N . I ck +
2.m.U N  U N
 m.U N
.
− U ces  ≅
.
π .Rz  2
 π .Rz
(8.14)
Výsledek vpravo zanedbává obvykle malý klidový proud kolektorem.
c) Kolektorová ztráta jednoho tranzistoru
Je definována jako rozdíl mezi příkonem a výkonem na jednom tranzistoru (v buňce)
U

m . N − U ces 
m.U N  U N

 2

+
.
− U ces  −
2.π . Rz  2
4
.
R

z
2
2
Pc =
PN Pz U N . I ck
−
=
4
4
2
Po obvyklém zanedbání malých členů
66
(8.1)
Pc =
U N . I ck m.U 2 N m 2 .U 2 N
+
−
.
2
4.π .Rz
16.Rz
(8.16)
Závislost kolektorové ztráty (rozptýlený výkon – „disipace“) na buzení je zajímavá a lze ji
zjistit hledáním lokálního extrému dané funkce (8.15). Tak získáme vztah pro maximální kolektorovou ztrátu a tím i kritický koeficient buzení mk.
2
UN

− U ces 

dPc
UN UN
2

 = 0.
=
.
− U ces  − 2.mk . 
dm 2.π . Rz  2
4. Rz

(8.17)
Pro nutné rozlišení povahy lokálního extrému musíme provézt i druhou derivaci

UN
− U ces 

2
d Pc
2

= −2 . 
2
4. Rz
dm
2
< 0.
(8.18)
Je to hledané maximum a činitel buzení mk je skutečně kritický.
UN
2.Rz
U

=
(8.19)
. N − U ces .
2
UN

 2
 UN

π .
− U ces 
− U ces 

2


2


Přibližně bude mk = 2/π = 0,64.
mk =
UN
2.π . Rz
Jelikož je činný výkon úměrný kvadrátu činitele buzení m, bude po dosazení největší kolektorová ztráta při 0,642 tj. asi při 40% plného výkonu. Dosazením 8.19 do 8.15 dostaneme
maximální kolektorovou ztrátu
PcM = UN.Ick / 2 + UN2 / 4.π2.Rz.
(8.20)
Srovnáním rovnic 8.21 a 8.10 dostaneme velice užitečný odhad
PcM ≅ 0,1. PzM.
(8.21)
To znamená, že např. 100W zesilovač by měl jít realizovat ze čtyř 10W tranzistorů. Platí jen
za dříve stanovených podmínek. Skutečnost je asi 2 až 2,5 krát horší.
d) Účinnost koncového stupně
Vypočteme ji jako poměr výkonu a příkonu. Např. pro plné buzení m=1 bude
ηM = PzM / PNM = π / 4 = 0,785 = 78,5%.
(8.22)
Pro obecné buzení dostaneme
67
U

m.π . N − U ces 
 2
.
η=
(8.23)
2.U N
Na obr. 8-5 jsou naznačeny průběhy důležitých veličin zesilovače v závislosti na činiteli buzení m
Obr.8-5. Závislost parametrů zesilovače na koeficientu buzení m
Můstkové zapojení podle obr.8-1 použijeme jen ve dvou případech: když žádáme značný výkon (nad cca 200W) a tehdy,když máme k dispozici malé napájecí napětí (napájení z baterií).
Dále tuto koncepci někdy volíme tehdy, když používáme integrované koncové zesilovače.
Pak použijeme dvojici těchto obvodů které pracují proti sobě do plovoucí zátěže. Daleko častěji použijeme zapojení dvoutranzistorové, „půlmůstek“.
8.2.
Úsporná zapojení koncových stupňů
Úplný můstek dle obr. 8-1 lze snadno zjednodušit vynecháním vždy jedné poloviny zapojení. Díky půlvlnému buzení nelze vynechat diagonálně ležící tranzistory, ale lze provézt řez
buď vodorovnou rovinou body A-B, nebo svislou body C-D. Při řezu A-B vynecháme např.
horní tranzistory T1 a T3 a musíme je nahradit obvykle napájecími tlumivkami nebo častěji
transformátorem. Dostaneme klasické dvojčinné zapojení se stejnosměrně paralelními tranzistory (push-pull) a toto zapojení bylo běžné hlavně u koncových zesilovačů s elektronkami.
Tam byla možnost transformace zatěžovací impedance velmi vítaná, bylo možno přizpůsobit
nízkoohmové reproduktory na požadovanou impedanci mezi anodami obou koncových stupňů – obvykle v řádu 3 až 8 kΩ. Dnes se toto zapojení používá nejčastěji u bateriově napájených koncových stupňů u přenosných a kapesních přístrojů. V současné době je daleko častější svislý řez – tranzistory jsou stejnosměrně v sérii. Dostaneme tak zapojení dle obr. 8-3,
které při vynechání obou pravých tranzistorů T3 a T4 můžeme napájet dvěma zdroji (jak je
naznačeno), nebo jedním dle obr.8-6. Chybějící dvojice tranzistorů je tak nahrazena buď
dvěma zdroji, nebo dvěma velkými kondenzátory.Tyto možnosti naznačuje obr. 8-6.
68
Obr. 8-6. Zjednodušená sériová zapojení dvojčinného půlmůstkového stupně
Základní vzorce tohoto zapojení získáme z vzorců pro jednu buňku tentokrát násobením dvěma. Tedy
PzM = (UN /2 – Uces)2 / 2.Rz .
(8.24)
Z tohoto vzorce opět nejčastěji určíme potřebné napájecí napětí.
U N = 8.PzM . Rz + 2.U ces .
Příkon z napájecího zdroje
(8.25)
PN = UN.Ick+ UN.m.IcM / π = UN.Ick + (m.UN / π.Rz) . (UN/2 - Uces).
(8.26)
Kolektorová ztráta jednoho z tranzistorů
U

m 2 . N − U ces 
U
m.U N  U N

 2
.
Pc = N . I ck +
.
− U ces  −
(8.27)
2
2.π .Rz  2
4. Rz

Je to stejný výsledek jako u úplného můstku. I kritické buzení dle vzorce (8.18) bude stejné.
Stejná je i účinnost dle vztahu (8.22) a (8.23).
Maximální kolektorová ztráta při kritickém buzení bude ovšem dvojnásobná. Tedy
PcM = 0,204. PzM,
(8.28
8.3.Reálné podmínky činnosti koncových zesilovačů
Předchozí odvození výkonových poměrů bylo provedeno za zjednodušených podmínek reálné
zátěže, harmonického a ustáleného buzení a ideálních tranzistorů co do kmitočtových i tepelných vlastností. V současné době umíme s jistými potížemi zvládnout jednotlivé „reality“, vše
současně je bohužel zatím nad naše síly. Proto v dalším alespoň kvalitativně rozebereme vliv
jednotlivých odlišností.
69
a) Buzení neharmonickým signálem.
Na obr. 8-7 jsou vyneseny závislosti kolektorové ztráty na činném maximálním výkonu pro
typické druhy signálu. Výkonově nejnáročnější je buzení obdélníkovým (nebo silně limitovaným) signálem. Nejmenší zatížení zase představuje přirozený hudební nebo řečový signál se
svým poměrně „řídkým“ statistickým rozdělením hustoty výkonu. Pak mluvíme o „hudebním“ výkonu.
a…harmonický signál
b….obdélníkový signál
c..bílý šum
d….širokopásmová řeč
Obr.8-7. Buzení koncového zesilovače různými signály
b) Nedokonalost použitých tranzistorů
Projevuje se dvěma způsoby:
1). Vliv časové konstanty v bázi ( nebo v hradle - gate) je do jisté míry totožný s omezeným
horním mezným kmitočtem. Někdy to má i ten projev, kdy hlavně bipolární tranzistory rychle
otvírají a pomalu zavírají. Poměr u bipolárních prvků bývá až 1:5, u unipolárních asi 1:2. Při
sériovém zapojení dvojice tranzistorů pak v této době vznikne velice nepříjemné překrytí činností - zkrat a to vede na dramatický nárůst kolektorové ztráty.
2). V dřívějších úvahách jsme předpokládali, že tranzistor ideálně integruje teplo. V praxi to
znamená, že prvek jaksi „integruje“, průměruje jednotlivé výkonové příspěvky a obvod by
tak nebylo možno zničit osamoceným impulsem. Tato situace platí jen nad kmitočty asi
400Hz. U nižších kmitočtů teplo sleduje i jednotlivé příspěvky a efektivní hodnota výkonu
musí být nahrazena špičkovou. Při zpracování těchto kmitočtových oblastí (pedály u el. varhan, subwoofery , servozesilovače apod.) musíme chladit tranzistory podstatně lépe. Do jisté
míry to vyjadřují tzv. přetěžovací charakteristiky , které pocházejí z návrhu americké firmy
RCA. Ty u elektronek obvyklou hyperbolu anodové ztráty nahrazují třikrát lomenou přímkou,
která vymezuje dovolenou oblast SOA (Safe Operating Area). Situace je pro DC zatížení naznačena na obr. 8-8, pro pulsní zatížení je oblast mírně výhodnější.
70
Obr.8-8. Přetěžovací charakteristiky tranzistoru
c) Vliv komplexní zátěže
V případě, že zátěž (reproduktorová soustava) má i jalovou složku (a to je obvyklé), pak místo zatěžovací přímky vznikne zatěžovací elipsa, která je obíhána určitým směrem dle povahy
zátěže (kapacita x indukčnost). Extrémem je čistě jalová zátěž, kdy na ní nemůže vzniknout
činný výkon vůbec a celý příkon ze zdroje se změní na kolektorovou ztrátu. Ta je potom proti našim úvahám asi 4x větší
Základní přehled o započítání různých vlivů z předchozích úvah může dát i následující tabulka.
8.4
Koncepce koncového zesilovače
Zatím jsme se zabývali pouze výstupním obvodem koncových tranzistorů bez ohledu na jejich
polaritu a konkrétní umístění emitorů. Naše úvahy jen vylučovaly zapojení SB. Z dalších
možností SE a SC jednoznačně budeme preferovat zapojení SC – výkonový emitorový sledovač. Má výbornou linearitu a malý výstupní odpor. To, že má zhruba jednotkové napěťové
zesílení nám nevadí. Dříve se u tzv. kvazikomplementárních zapojení někdy požívala kombi-
71
nace SC + SE s tuhou zápornou napěťovou sériovou zpětnou vazbou. Dnes při bohaté nabídce
komplementárních dvojic tranzistorů tato koncepce se již nepoužívá. V současné době jednoznačně zvítězilo komplementární zapojení s kombinací PNP a NPN nebo P kanál a N kanál.
Pak jsou oba koncové tranzistory v zapojení 2 x SC ( 2x společný source SS). Dvojici (méně
často čtveřici) koncových tranzistorů budíme pak budičem obvykle opět v B nebo AB třídě.
Celek připomíná výkonové zapojení typu Darlington a občas se i tyto „prefabrikované“ dvojice používají. Není to ale často, protože Darlingtony mají velké tolerance parametrů a špatně
se párují. Na obr.8-9 je základní zapojení dvoutranzistorové verze s kompemlementárními
tranzistory.
Obr. 8-9. Komplementární půlmůstkový zesilovač
Čtveřice budičů a koncových stupňů nepotřebují inverzní napájení signálem, neboť inverzi
zajistí komplementární povaha prvků. Tranzistor T5 pracuje ve třídě A (má celovlnný provoz)
a v kladné půlvlně budí horní dvojici prvků T1 a T4 a v záporné zase dolní dvojici. Jelikož
čtveřice budičů a koncových stupňů je v zapojení SC, má napěťové zesílení mírně menší jak
jedna a předzesilovač T5 musí dodat velký rozkmit signálu s malým zkreslením. Při stejném
napájecím napětí UN , které je určeno hlavně pro výstupní čtveřici by byl rozkmit předzesilovače T5 nedostatečný. Abychom nemuseli pro tento stupeň používat zvláštní „vysokonapěťový“ napájecí zdroj, je v naznačeném zapojení použit zajímavý „trik“. Nazývá se superpozice
výstupního napětí do bodu C pomocí velkého kondenzátoru Cp. Jeho časová konstanta τ =
Cp.R3 musí být podstatně větší jak perioda nejnižšího kmitočtu signálu a pak je napětí na tomto kondensátoru téměř stálé (rovno UN/2) . Pak je napětí v bodu C v patřičné půlperiodě signálu až 1,5.UN. Je to ovšem pravý bootstrap aplikovaný na odpor R2, tedy „maskovaná“ kladná zpětná vazby. Existují i jiné, modernější metody řešení tohoto problému bez použití tohoto
obvodu, který někdy může způsobit oscilace. Celá čtveřice má z důvodů vyloučení typické
nelineární oblasti v počátku převodní charakteristiky tranzistorů zavedeno obvykle mírné
„předpětí“ – nastavenu třídu AB. V našem odvození jsme s ním počítali – klidový proud Ick.
Toto předpětí (předproud) nastavíme pomocí plovoucího zdroje mezi body B a D. Tento zdroj
musí mít velice ostře sledovanou zápornou závislost napětí na teplotě koncových tranzistorů.
Vlastnosti tohoto zdroje určují hodnotu teplotní stabilizace celého koncového stupně. Plovoucí zdroj musí obsahovat teplotně citlivý prvek (dříve např. termistor, dnes častěji bipolární
tranzistor v dvoupólovém zapojení) a tento musí být tepelně navázán obvykle na chladiče
72
koncových tranzistorů. Bez této teplotní kompensace by klidový proud koncové dvojice při
běžném oteplení za provozu mohl ujet až o tři řády! Aby celé zapojení mohlo mít žádoucí
zápornou zpětnou vazbu v sérii ke vstupu, musíme celek doplnit dalším tranzistorem T7 a
vstupní dvojici doplníme již dříve poznaným způsobem DC napájení přes odpor R11. Vznikne
tak známé Tobey-ho dvojče. Celková zpětná vazba je pak zavedena z výstupu (reproduktoru)
až do emitoru vstupního tranzistoru.
Jelikož se v případě koncových zesilovačů jedná jak už bylo řečeno o obvod s velikým signálem, nelze bohužel při návrhu použít lineární postupy a modely a tedy ani běžně známé počítačové programy.Ty lze použít jen na sice cenné ale ne zcela dostačující vyšetření chování
obvodů v okolí klidových pracovních bodů včetně vyšetření stability. V dalším proto nouzově
použijeme kombinaci početně - grafického řešení .Tyto postupy pracují se skutečně změřenými charakteristikami a dávají dosti přesné výsledky. Proti ryze početním metodám při použití grafů nám nevadí nelinearity a parametričnost použitých hlavně aktivních prvků. Řešení
je ovšem možno provést jen pro relativně nízké kmitočty, kdy se neuplatňují setrvačnosti .
8.5. Grafické řešení koncového zesilovače
Každý jednotlivý stupeň zapojení budeme řešit tak, že odvodíme dvě základní charakteristiky.
Budeme předpokládat postup řešení na zadané výstupní parametry a tak logicky musíme postupovat proti průchodu signálu obvodem.
Základní vlastnosti (grafy) jsou:
a) Vstupní charakteristika stupně
i1 = f(u1)
(8.29)
b) Přenosová charakteristika stupně s napěťovým buzením
u2 = f(u1)
(8.30)
nebo přenosová charakteristika stupně s proudovým buzením
u2 = f(i1)
(8.31)
Posledně jmenovaná charakteristika už neříká nic nového, lze ji získat z rovnic (8.29) a
(8.30).
Grafickou metodu ukážeme na řešení jednotlivých stupňů zesilovače z obr.8-9.
Obvod s tranzistorem T1 je na obr.8-10.
73
8-10. Horní koncový stupeň
Tento obvod je osazen výkonovým tranzistorem nejčastěji s polaritou NPN (nebo s N kanálem) a zatím zanedbáme obvykle malý emitorový odpor R7. Máme k dispozici celkem 6 základních čar nebo rovnic. Jsou to
1) Výstupní charakteristika v grafické podobě (katalog)
Ic = f(Uce), Ib je parametr
2) Vstupní charakteristika tranzistoru v grafické podobě
Ib = f(Ube) ,
parametr Uce nemá velký vliv na výsledek a lze jej zanedbat
3) Druhý Kirchhoffův zákon výstupního obvodu
UN/2 = uce(1) + uz .
4) První Kirchhoffův zákon výstupu. Pokud zanedbáme malý proud tekoucí přes R4
do uzlu v emitoru, nemusíme tuto rovnici zkoumat.
5) Druhý Kirchhoffův zákon vstupního obvodu
u1 = ube(1) + uz .
6) První Kirchhoffův zákon vstupního obvodu
i1 = ib + iR4 .
První krok řešení je na obr. 8-11. Zakreslíme výstupní charakteristiku do osového kříže (použijeme katalogový list) a zakreslíme zatěžovací přímku nebo obecně čáru. Zde nelinearita
vůbec nevadí. Z tohoto prvního kvadrantu známým způsobem odvodíme převodovou charakteristiku - čára 1.
Druhý krok řešení je na obr. 8-12. Do třetího kvadrantu nakreslíme vstupní charakteristiku
74
tranzistoru a dle bodu 6) provedeme naznačené paralelní spojení vstupní brány s odporem R4
- provedeme součet obou čas ve směru osy proudu.
Obr.8-11. První krok řešení
Obr.8-12. Druhý krok řešení
Třetí krok řešení. Je na obr. 8-13 s řešíme zde rovnici 5) tj. 2. Kirch. zákon vstupu. Díky
zpětné vazbě (zapojení SC) je vstupní napětí tvořeno součtem napětí ube vlastního tranzistoru
a i celého napětí na zátěži. Čárkovanými čarami je naznačeno přičtení výstupního napětí uz k
dílčímu napětí báze -emitor ube. Ve třetím kvadrantu získáme jedem bod celkové vstupní charakteristiky, ve čtvrtém bod přenosové charakteristiky s napěťovým buzením. Výsledek je
obsažen v obr. 8-14.
Obr.8-13. Třetí krok řešení
Obr. 8-14. Vstupní a přenosová charakteristika
Levá polovina obr. 8-14 je použitelná jako zatěžovací nelineární VA čára pro předchozí stupeň - zde T3. Pravá čára je obrazem přenosů a dává přehled i o eventuálním harmonickém
zkreslení a i o omezení přenosu nízkých hodnot signálu (přechodové zkreslení). Je z něho
vidět i nutnost předpětí - posun do třídy AB. Na obr. 8-15 je schéma zapojení horní větve
(koncový stupeň a budič) , v dalším obr. 8-16 je zakreslení nelineární zatěžovací čáry tj.
vstupní charakteristiky následujícího koncového tranzistoru do výstupní charakteristiky budiče. Při této konstrukci nevadí, že obvod je nejen nelineární ale i parametrický.
75
Obr.8-15. Horní větev zesilovače
Obr.8-16. Vliv nelineární zátěže
Zajímavým problémem je započtení vlivu emitorového odporu do řešení. Vede to na tzv. závislý zdroj. Řešení je na obr. 8-17. Hlavní změna je v konstrukci zatěžovací charakteristiky .
Ta musí respektovat nejen nelineární charakter zátěže, ale i vlastně klouzající napájecí napětí
(součet vlivu stálého napětí UN a proměnného úbytku na Re.) Pro několik volených hodnot
proudu Ic zjistíme z přenosové charakteristiky následujícího stupně (zde tedy T1) velikost výstupního napětí uz a o tuto hodnotu bod posuneme doleva – obě napětí jsou proti sobě a odečítají se. Je to naznačeno v obr. 8-17.
Obr.8-17. Vliv závislého zdroje
Předzesilovač s tranzistorem T5 pracuje s plným napětím UN (musí být celovlný) a jeho zatěžovací čára vznikne spojením dvou částí – horní a dolní větve vstupních charakteristik budičů. V náhradním schématu ale musíme přidat chybějící polovinu zdrojového napětí a zakreslit
vliv eventuelně použitého „superpozičního“ kondenzátoru Cp. Ten díky velké časové konstantě se chová jako další zdroj UN/2. Celé řešení je naznačeno na obr. 8-18.
76
Obr. 8-18. Řešení předzesilovače s tranzistorem T5
Zbývá ještě popsat realizaci plovoucího „předpěťového“ zdroje mezi body B a D.Při jeho
nulové hodnotě by díky existenci prahového napětí tranzistorů celek pracoval dokonce ve
třídě C s velkým amplitudovým přechodovým zkreslením. Obvyklé zapojení tepelně závislého předpěťového zdroje je na obr. 8-19. Podrobněji viz [1] str. 170.
Obr. 8-19. Plovoucí zdroj „předpětí“
8.6.
Chlazení a tepelný režim koncových zesilovačů
Podrobnosti jsou v literatuře [20] a [21]. Z fyzikálního názoru plyne, že oteplení je přímo
úměrné kolektorové ztrátě chlazených tranzistorů. Z této úměry získáme rovnici tak, že zavedeme konstantu úměrnosti. Nazveme ji tepelný nebo teplotní odpor Rθ a má rozměr kelvin na
watt K/W. Toto číslo vyjadřuje neochotu k odvodu tepla . Základní rovnice má tvar
∆θ = Rθ . Pc .
(8.32)
Při obvyklé montáži tranzistorů na chladič lze situaci naznačit dle obr. 8-20.
8-20. Náhradní schéma odvodu tepla
V obr. 8-20 značí: θj ….teplota přechodu tranzistoru , cca 135°C
θp .. teplota pouzdra tranzistoru
θch .. teplota chladiče (obvykle do cca 60°C)
θo ...teplota okolí
Rθi ..vnitřní teplotní odpor tranzistoru, často kolem 1 K/W
Rθp ..teplotní odpor izolační podložky (keramika, slída, teflon cca 0,3 K/W)
Rθs .. teplotní odpor sáláním (vlnovým sdílením,vyzařováním)
Rθk ..teplotní odpor vedením, konvekcí.
Celkový teplotní odpor chladiče je pak dán paralelním řazením obou složek
77
Rθch = Rθs // Rθk .
(8.33)
Pak lze napsat jakýsi „Ohmův“ zákon přestupu tepla
RΘi + RΘp + RΘch = (Θj - Θo) / PcM .
(8.34)
Pro definovaný rozdíl teplot mezi přechodem tranzistoru a okolím nebo mezi přechodem a
povrchem chladiče a následně okolím určíme potřebný teplotní odpor chladiče. Výrobci chladičů (nejčastěji jsou to hliníkové válcované profily) běžně dodávají grafy, které umožňují
velice jednoduché zjištění potřebné délky zvoleného profilu pro vypočtený teplotní odpor.
Kvalita povrchu (eloxování, chemické černění apod.) výrazně ovlivňují hodnotu sálavé
složky teplotního odporu (až v poměru 10:1!). Pokud budeme chladič ofukovat ventilátorem,
ten zase výrazně ovlivní velikost konvekční složky teplotního odporu. Pokud narazíme na
problém, že v místě upevnění výkonových prvků nelze konstrukčně upevnit chladič, lze
s výhodou použít jakési „teplovody“ (anglický název je heat pipe). Jsou to nejčastěji měděné
trubky různého profilu ( kruhový, obdélníkový apod.), které odvedou teplo tam, kde je lze
efektivně vyzářit.
Číselný příklad na zesilovač zapojený dle obr. 8-9 s těmito parametry:
Rz = 4Ω, Uin = 250 mV, Uces = 2V, PzM = 25W.
Nejprve určíme potřebné napájecí napětí ze vztahu (8.25)
UN = (8. PzM.Rz)1/2 – 2.Uces = 33V.
Napětí na zátěži při plném výkonu
Uz = (PzM.Rz)1/2 = 10V. Amplituta bude UzM = 1,41.10 = 14,1 V.
Příkon ze zdroje je přibližně (8.27)
PNM = UN .(UN/2 – Uces) / π.Rz = 38W.
Stejnosměrná složka proudu přibližně
IcAV = IcM / π = 1,11 A.
Kritické buzení pro největší kolektorovou ztrátu
mk = UN / [π.( UN/2 – Uces)] = 0,72.
Maximální kolektorová ztráta při harmonickém buzení pro reálnou zátěž bude přibližně
PcM = UN2 / 4.π2.Rz = 7W.
S ohledem na dříve uvedené skutečnosti tuto hodnotu zvětšíme na dvojnásobek, při silně jalové zátěži až na čtyřnásobek – viz str. 71.
78
Při m = 1 bude účinnost
ηM = PzM / PNM = 0,66 tj. 66%.
S určitým proudovým přetížením by v nouzi vyhověly tranzistory BD 354 a BD 355. Grafické řešení horního stupně koncového zesilovače je na obr. 8-21. Druhý komplementární
tranzistor je při předpokládaném párování stejný, liší se jen znaménky na obou osách.
Obr. 8-21. Grafické řešení koncového komplementárního stupně s BD 354
8.7.Moderní metody hodnocení koncových zesilovačů
Už dříve jsme se seznámili s definicí harmonického zkreslení THD
dthd = (u22 + u32 + ….. un2)1/2 / (u12 + u22 + … un2) ½ ≅ (u22 + u32 +….. un2)1/2 / u1.
(8.35)
Podle této „lineární“ definice je zkreslení stejné bez ohledu na to, v jakém čísle harmonické
je jeho hlavní složka. Všechny mají stejnou váhu. Naše ucho však nemá rádo vyšší čísla harmonických. Druhá harmonická (je to oktáva) je vnímána velmi dobře, ruší minimálně. Rušivý vliv vyšších harmonických roste přibližně s váhou n2/4 ( n je číslo harmonické). Proto
svého času asi v 70-tých letech minulého století) bylo navrženo tzv. váhové zkreslení
dv ≅ suma 2 až n
z un2 . n2/ 4 / u1 .
(8.36)
Měření je ale velmi pracné a tak se prakticky nepoužívá. Navíc obě zmíněné metody mají
společnou nevýhodu: předpokládají ustálené buzení kontinuálním signálem. Hudba i mluvené slovo jsou naopak typické četnými přechodovými jevy. Při náhlé změně velikosti signálu
konečná šířka přenášeného pásma způsobí dle znalostí z impulsové techniky.V lineárních
obvodech platí vzorec (o tom už byla řeč)
tf = 0,35 / B,
kde B je šířka pásma.
(8.37)
79
U koncových zesilovačů je někdy šířka pásma hlavně v přímé větvi zpětné vazby dosti nízká,
obvody jsou „pomalé“ a pak zpoždění je nečekaně velké. Pokud je v obvodu zavedena silná
zpětná vazba, pak tato reaguje se zpožděním a přechodové jevy nejsou touto vazbou opravovány. To je ale ta lepší možnost. Po dobu zpoždění se totiž obvod zpětné vazby chová jako
rozpojený, zesílení dosahuje značných hodnot a je téměř jisté, že některé stupně budou limitovat signál. Obvod je zahlcen signálem. Přechodová reakce pak může být i podstatně delší,
než jak vyplývá z lineárního vztahu (8.37). tyto druhy zkreslení vyvolávají úvahy o „tranzistorovém zvuku“ a mají reálné opodstatnění. Těmito problémy se zabýval kolem roku 1976
Fin Matii Otala a označil je jako TIM (Transient Intermodulation Distortion) – přechodové
intermodulační zkreslení. Podrobnosti jsou v IEEE Trans. On Audio 1979 č. 10, Proc. IEEE
1976 č.3 a Sdělovací technika 1979 č. 10. Pro operační zesilovače je podobně definováno
zkreslení typu SID. Existují i jiné metody definování přechodových zkreslení (firemní metoda Sansui apod.).
Při měření TIM (Otala) se zesilovač napájí superpozicí obdélníkového signálu o kmitočtu
3,15kHz se sinusovkou o amplitudě 25% obdélníků a o kmitočtu 15kHz. Na výstupu odečteme invertovaný obdélník a získáme přerušované sinusové „impulsy“. U tohoto produktu
běžným měřičem THD změříme zkreslení. Metoda je dosti složitá a zatím není všeobecně
normalizována. Je tedy sice užitečná, leč nezávazná.
9.
Vícekanálové analogové soustavy
Tyto zdánlivě moderní systémy v podstatě navazují na kvadrofonní soustavy sedmdesátých
let 20.století a tak nebude na škodu si některé obecné poznatky připomenout. Dnes používané
soustavy Dolby Stereo, Surround sound a Pro logic silně připomínají kombinaci původní Haflerovy soustavy se zpožděním signálu pro zadní kanály s neregulární americkou soustavou
firmy CBS známou pod označením SQ ( Stereo Quadrophonic) pana Benjamina Bauera.
9.1. Regulární soustavy
Základem jsou soustavy bez redukce počtu přenosových kanálů typu 4-4-4 (čtyři vstupy,
čtyři transmisní kanály a čtyři výstupy). Ty mohou být buď diskrétní (povaha signálu je všude
stejná), nebo maticové. U posledně jmenovaných se pomocí lineární kódovací matice na začátku přenosového kanálu vytvoří sice opět čtyři signály, ale s jinou kvalitou: první je jakýsi
„směsný“ a slouží jako monofonní, další zajišťují postupně stále vyšší kvalitu - prostorové
rozlišení. Toto pojetí zajišťuje kompatibilitu - slučitelnost s nižšími stupni přenosu podle
tzv.Scheiberových podmínek.
Zápis kódovacího procesu vypadá takto
T
=
A
. X
(9.1)
Pod tabulkově napsanou maticovou rovnicí je totéž v symbolickém zápise. T je sloupcová
matice (vektor) transmisních kanálů, A je kódovací matice formátu 4 x 4 regulární ( tj. s nenulovým determinantem), často dokonce orthogonální neboli orthonormální. To je vyšší kvalita, determinant je nejen nenulový, ale je roven + nebo - 1. Vektor X je sloupcová matice
80
vstupních signálů. U klasické kvadrofonie byly často (ne vždy) signály snímány přímo v
akustickém prostředí, u filmových a video formátů jsou zpravidla vytvořeny uměle, často i
postupně, v nestejnou dobu. Takto získané čtyři přenosové (transmisní) signály mají požadovanou kvalitu (M je mono, S spolu s M dává dvoukanálové stereo atd.). Další důležitý úkol je
ve zpětném dekódování takto získaných signálů T. Hledáme tedy dekódovací matici B k dané
nebo nějak určené kódovací matici A. Obecně je dekódovací matice daná jako inversní ke
kódovací. Tedy B = A -1. Pokud označíme na výstupu získané výsledné signály jako X’, dostaneme
X’ = B . T = A-1 . A .X = J . X
kde : J = A-1 . A
(9.2)
je jednotková matice (matice jedna) a přenos je bez zkreslení tj. X ´ = X.
Jednotková matice je matice diagonální, která má v hlavní (sestupné) diagonále samé jedničky, ostatní členy jsou nula.
9.2. Neregulární soustavy
Velice zajímavou skupinu tvoří neregulární soustavy s redukcí počtu přenosových kanálů.
Běžná je verze 4-2-4, pro kterou postačí jen dva přenosové nebo záznamové kanály, tedy
stereofonní přenos. Kódovací matice musí být nutně obdélníková formátu 2 x 4 a jako taková
nemůže být regulární. Potíž je v tom, že neregulární matice nemají jednoznačnou inversní
matici, mají nekonečně mnoho matic inversních zleva a zprava. Lidově řečeno, ze dvou rovnic nelze vypočítat čtyři neznámé. Podle teorie tzv. pseudoinversních matic lze ale najít
určitou optimální dekódovací matici, která dává nejlepší možné řešení, nejmenší chybový
výkon. Lze ji nahradit transponovanou hermitovsky sdruženou maticí. Tu označujeme jako
T
A* .
Tedy B = T A* a získáme ji tak, že kódovací matici otočíme tak, že první řádek bude tvořit
první sloupec výsledné matice atd. Je to tzv. transpozice matice. Pokud původní matice obsahuje komplexní veličinu tj. symbol „j“, pak u „otočené“ matice zaměníme znaménka u „j“.
Tak vytváříme komplexně sdruženou matici. Neregulární soustavy totiž pro lepší „označení“
signálů používají širokopásmové fázové posouvače 0 + nebo - 90o .
Takže např. pro dříve vzpomenutou soustavu SQ vypadal zápis kódovacího procesu takto
LT
RT
=
1
0
0
1
-j.0,7
-0,7
0,7
+j.0,7
.
LF
RF
LB
RB
(9.3)
I u současných systémů Dolby Stereo postupujeme podobně. Jen vstupní signály jsou jiné:
hudebním základem je „obyčejné“ dvoukanálové stereo se signály LF a RF - ty používáme
hlavně u hudebních produkcí, třetí kanál je centrální (středový, dialogový) a využívá se u
„nesměrových“ rozhovorů a komentářů které mají znít ze středu tj. z obrazovky televizoru
nebo projekční plochy a konečně čtvrtý kanál je obvykle doplňován dodatečně jako efekty,
surround sound (obklopující zvuk). Ten je vyzařován zezadu nebo ze strany posluchače a je
vzhledem k nízké úrovně ošetřen některém z reduktorů šumu Dolby. Tento prostorový, efektový signál je přes dva opačně natáčející fázové posouvače + - 90o přidán k dvěma výstupním
transmisním signálům. Schéma kódovacího zařízení je na obr.9-1, maticová rovnice následuje. Aby se efektový signál prostorově „zviditelnil“, je podle Haflerovy myšlenky navíc zpož81
děn o asi 20 ms. Používá se buď analogový posuvný registr s nábojově vázanými strukturami,
u kvalitnějších zařízení se signál zpožďuje digitálním signálovým procesorem DSP. V rovnicích se zpoždění nezapisuje. Zásahy kompresoru Dolby v efektovém kanále vyjádříme koeficientem b, u expanderu členem k. Slíbený maticový zápis kódovací rovnice bude
LT
RT
1
0
=
0
1
0,7
0,7
j.0,7.b
j.0,7.b
LF
RF
C
S
.
(9.4)
Při srovnání s obr.9-1 je vidět souvislost definiční rovnice se skutečným schématem. Oba
stereofonní signály LF a RF prochází kodérem přímo a bez „poškození“. Pokud provedeme
roznásobení maticové rovnice způsobem „řádek krát sloupec“ zjistíme, že centrální, dialogový signál je přidán ve fázi do obou výsledných transmisních kanálů jen se zeslabením o -3 dB.
Je to proto, že při této relaci je zvukový obraz identifikován do středu a se stejným výkonem
jako eventuelní stranové. Obklopující efektový kanál je opět zeslaben o -3 dB (násoben přenosem 0,7), odfiltrován na omezenou šířku pásma (u komerčních systémů do cca 7 kHz),
komprimován Dolby B nebo i lepším kompresorem a s fázovými posuvy + nebo - 90o přidán
do dvou výsledných signálů. Ošetření Dolby systémem a omezení šířky pásma u efektových
signálů omezí rušivý šum tohoto méně často využívaného kanálu. Ze cvičebních důvodů napíšeme např. rovnici pro levý transmisní signál
LT = LF + 0,7.C + j.0,7.b.S
(9.5)
Jak už bylo řečeno, koeficient „b“ vyjadřuje přenos kompresoru Dolby. Zajímavá úloha nastane tehdy, když budeme hledat podobu dekódovacího obvodu. Už víme, že hledaná dekódovací matice bude transponovaná hermitovsky sdružená matice ke kódovací.
(9.6)
LF
RF
C
S
=
1
0
0,7
j.0,7.k
0
1
0,7
j.0,7.k
.
LT
RT
Vlastnosti čtyř výstupních signálů na dekódovací straně získáme násobením typu „řádek krát
sloupec“, tedy
LF = LT + 0. RT = LF + 0,7.C + j.0,7.b.S
(9.7)
Musíme si uvědomit, že signály C a S jsou v nahrávce jen tehdy, jsou-li z uměleckého hlediska třeba. Jsou tvořeny záměrně. Pro případ, že je nevytvoříme, je signál v kanálu L F bez
přeslechů. Podobně dostaneme i další výstupní signály
RF = RT = RF + 0,7.C - j.0,7.b.S
C = 0,7.LT + 0,7.RT = 0,7.LF + 0,7.RF + C
S = -j.0,7.k.LT + j.0,7.k.RT + b.k.S
(9.8)
Přitom je jasné, že při dokonale komplementární činnosti kompandoru Dolby je součin
82
b.k = 1.
(9.9)
Pro získání celkového přehledu o vlastnosti soustavy je výhodné vypočítat jako součin „dekódovací matice krát kódovací“ (v maticovém počtu neplatí komutativní zákon) matici celého
přenosu
LF
1
0
0,7
-j.0,7.k
RF
C
0
1
0,7
j.0,7.k
S
0,7
0,7
1
0
j.0,7.b
-j.0,7.b
j.0,5.(b-k)
b.k
Proti klasické kvadrofonii sedmdesátých let je zde jeden velice výrazný rozdíl: u dnešních
soustav obklopujícího zvuku se nesnažíme věrně vytvořit prostorový obraz zvukového pole,
ale pokud možno s malým zkreslením přenést čtyři filmaři naaranžované zvukové signály. Ty
až na stereofonní přenos nejčastěji hudební produkce vznikají dodatečně a uměle. Vždy se
jedná o jakousi verzi postsynchronu či playbacku. Proto i když soustava s redukcí počtu kanálu je vždy neregulární, je dojem z produkce soustav Dolby Stereo , Surround sound či Pro
logic velice příznivě hodnocen. Navíc zde přistupuje ta skutečnost, že se vždy jedná o zvuk
doprovázející obraz, ten je dominantní a proto je zvuková část poslouchána jaksi periferně.
Závěrem si ukážeme skupinová schémata kodéru a dekodéru. Nová verze označená jako Pro
logic je proti jednoduššímu Surround soundu doplněna ze starých kvadrofonních soustav typu
SQ převzatými řídicími obvody. Tehdy se jim říkala „logika“, ale bylo to vždy analogové
řízení zisku typu VCA podle převahy jistých fázových složek. Převaha složek v kvadratuře
vždy svědčí o tom, že více mají hrát efektové zadní kanály. U honosnější profesionální filmové verze Dolby Stereo se tyto úpravy (včetně zpoždění v efektovém kanále) provádějí pomocí digitálních signálových procesorů DSP, v levnější domácí verzi Pro logic daleko jednoduššími, často analogovými obvody. Nejjednodušší verze Surround sound mohou být dokonce
i
realizovány
čistě
pasivními
obvody.
83
Obr.9-1. Kodér soustavy Dolby Surround sound
Obr.9-2. Dekodér soustavy Dolby Surround sound
Jak už je dnes zcela obvyklé, jsou v předchozích odstavcích naznačené úkoly dnes v převážné
míře řešeny daleko dokonaleji pomocí digitálních metod . Hlavně s využitím obrovských
možností formátu DVD se základní kapacitou 4,7GB a více je možností mnohakanálového
ozvučení videonahrávek dnes celá řada. Bude o nich v základní podobě řeč v následujících
kapitolách. Ale je nutno si uvědomit, že zásoba hlavně videonahrávek s analogovým ozvučením je dnes tak velká, že se s nimi budeme ještě dlouho a k plné spokojenosti diváků a posluchačů setkávat. Je jen na závadu, že systémů je mnoho a snahy o jejich sjednocení narážejí
hlavně na obchodní a finanční překážky. Naštěstí je dnes už elektronika na takové úrovni, že
není problém zařízení (např.DVD přehrávač) vybavit několika samostatnými dekodéry, které
samy poznají použitou soustavu záznamu.
84
10. Digitální zpracování zvukových signálů
Digitální zpracování zvukových signálů má proti klasickým analogovým metodám celou řadu výhod:
1. Zlepšení kvality přenosu (hlavně při záznamu) co od kmitočtového pásma, zkreslení, přeslechů u vícekanálových přenosů, odstupu signálu od šumu, kolísání posuvné rychlosti u záznamu, fázové čistoty (velikosti skupinového zpoždění) atd.
2. Možnost mnohonásobného přepisu bez ztráty kvality
3. Možnost časového vícenásobného multiplexu při přenosu více signálů jedním kanálem
(počet je omezen možnou rychlostí zpracování a přípustným datovým tokem nebo kapacitou
media)
4. Možnost softwarového dosažení různých efektů a možností zpracování (dozvuk, reverberace, rekonstrukce - „odšumění“ historických záznamů )
5. Vysoká časová i teplotní stálost a necitlivost na tolerance alespoň některých parametrů
6. Vysoká imunita proti rušení, v některých částech řetězce stačí pro ošetřený digitální signál
analogový odstup S/N pouhých 15 dB. U záznamu to např. vede ke zúžení potřebné stopy na
mikronové šířky a ke značnému snížení potřebného výstupního výkonu při vysílání atd.
7. Možnost dokonalé ochrany informací před zneužitím
8. Možnost kontinuální kontroly kvality kanálu za chodu zařízení
9. Generace syntetických zvuků, strojová syntéza řeči, hudební produkce ( MIDI) atd.
Digitální postupy mají ovšem také řadu nevýhod
1. Velice složitý matematický aparát při vlastním zpracování, zabezpečení proti chybám,
ochranné kódy, redukce datového toku atd.
2. Značně větší šířka pásma kanálu nebo zde datový tok, proti analogovému způsobu cca 50x
větší
3. Složitý hardware nemyslitelný bez vysokých stupňů integrace VLSI (při zvládnuté technologii to nemusí být tak velká obtíž, zbavíme se naopak pracného ručního nastavování a ladění
obvodů)
4. Potřeba precizní standardizace, u analogových soustav zařízení vždy nějak „hraje“, u digitálních ne.
5. Obrovské nároky na kapacitu záznamového media, u neredukovaných hi-fi soustav cca 0,5
GB na 1 hodinu stereo.
6. Složitá studiová technika - analogově primitivní postupy, třeba regulace hlasitosti, znamená
u digitálního zpracování výpočet nové okamžité hodnoty atd.
Je nutno upozornit, že u digitálního způsobu jsou signály v některých částech kanálů značně
odolné proti nepřízni okolí, ale naopak v původní neošetřené podobě i malé „zkreslení“ znamená naprosté znehodnocení původní informace. Tato místa musíme dokonale ukrýt uvnitř
systému a odstínit je před rušením všeho druhu a co nejdříve je zabezpečit nějakým kódem.
Digitální způsob zpracování má některé typické problémy a zkreslení
1. Aliasing - jak už bylo řečeno překrytím spekter při vzorkování vznikají nové rušivé
kmitočty symetrické proti polovině kmitočtu vzorkovacího signálu. Jelikož nemají žádný logický
(harmonický) vztah k původnímu signálu velice ruší.
85
2. Náhradou plynule se měnícího analogového signálu schodkem s konstantním napětím
vzniká kvantizační zkreslení, šum. Lze jej i „tvarovat“, úprava se nazývá noise shapping.
3. Náhodnými přeskoky mezi kvantizačními hladinami u velice malých signálů vzniká
„hrubozrný“ granulační šum (připomíná přesýpání kuliček, granulí). Odstraní se přidáním
např. malé úrovně bílého šumu - dither. Přeskoky jsou častější, „kuličky“ menší
4. Pokud padnou některé harmonické složky analogového signálu poblíž vzorkovacího signálu, vzniká zvuk, který připomíná „ zpěv ptáčka“.
5. Při nedokonalosti (hlavně pomalé tj. dlouhé době ustálení A/D převodníků hovoříme o
jevech typu slope rate, glitch (překmity převodníků), jitter (fázový neklid), a pod.
10.1.
Diskrétní zpracování akustických signálů
Digitální representaci signálu získáme jeho diskretisací ( tj. výběrem v čase a v amplitudě je to analogová úprava) a jeho následným číslicovým převodem A/D. Tak získáme číslicové, digitální vyjádření vybraných míst, vzorků analogového signálu. Vlastní vzorkování
(výběr v čase) získáme vlastně násobením původního analogového signálu a vzorkovacího
signálu (impulsů) o kmitočtu daném Shannon - Kotělnikovovým teorémem. Obvykle je
nutné uměle omezit horní mezný kmitočet spektra analogového signálu s ohledem na tuto
podmínku, neboť jinak by vzniklo už zmíněné velice nepříjemné zkreslení zvané aliasing,
které je digitální obdobou záznějů - obr. 10-6. Jelikož je spektrum vzorkovacího impulsního
signálu periodické s rozestupem 2π/T - viz. obr. 10-4, bude i výsledné spektrum vzorkovaného analogového signálu periodické a při dříve popsaném omezení horního mezného kmitočtu
nepřekrývající se. Jednotlivé takto získané příspěvky se zpravidla pravidelně opakují
(ekvidistantní vzorkování v čase) a pro kvalitní zpracování zvukových signálů se často setkáváme se vzorkovacím kmitočtem v okolí 50 kHz. To umožňuje přenos nf signálu do teoretických 25 kHz, vzhledem ke konečné strmosti použitých filtrů obvykle počítáme s 22 kHz.
Podle toho je pro přenos jednoho vzorku k dispozici čas kolem 20 µs pro jednokanálový
(monofonní) přenos , nebo n x kratší pro vícekanálový. To bude v případě, že používáme u
digitálního zpracování běžnější časový multiplex. Takto upravený signál má omezený počet
vzorků v časové ose, ale zatím nekonečný počet různých okamžitých velikostí v rámci očekávané amplitudy. Jelikož vzhledem k použitému stupni konverze - počtu bitů digitálního slova,
je i počet možných hladin konečný, musíme tuto skutečnost respektovat zaokrouhlováním
okamžitých hodnot analogového signálu ve vzorkovacím intervalu na nějakou (třeba nejblíže
nižší) hodnotu - kvantování. Následující obrázky popisují zpracování vstupujícího analogového signálu a jeho opětnou rekonstrukci na výstupní straně.
Diskretizaci analogového signálu bereme jako určitou přípravu na vlastni digitální, lépe řečeno analogově/ digitální převod.
Obr. 10-1. Analogový signál
Obr. 10-2. Spektrum analogového signálu
86
Obr. 10-3. Vzorkovací signál
Obr. 10.4. Spektrum vzorkovacího signálu
Obr. 10-5. Diskrétní reprezentace
Obr. 10-6. Spektrum diskrétního signálu
Obr. 10-7. Obnovený signál
Obr. 10-8. Spektrum obnoveného signálu
Při m-bitové délce slova ( m-bitové konverzi ) je samozřejmě k dispozici jen omezený počet
možných hladin - kvantovacích úrovní N. Jejich počet lze snadno určit dle vzorce
N = 2m - 1 ≅ 2m
(10.1)
což pro častý případ m = 16 dává cca 65 500 možných hladin pro obě polarity signálu.
Důležitý je také vzorec pro odhad potřebného horního mezného kmitočtu (a z toho plynoucího datového toku)
fmax = m.n.f M + f i ,
(10.2)
kde m . . stupeň konverse
n . . .počet kanálů
f M... horní mezný kmitočet nf signálu (včetně event.harmonických)
f i .... kmitočet související se synchronizací, kódováním, redundancí atd.
Konečně lze určit i potřebnou hodnotu kapacity záznamového média
K = m.n.f s.t,
(10.3)
kde f s .. kmitočet vzorkovacích (samplovacích) impulsů.
10. 2. Digitální systémy bez redukce datového toku
87
Podle předchozích úvah musíme pro případ vzorkovací frekvence kolem 50 kHz a stupně
konverse 16 počítat s datovým tokem asi 800 kb/s na kanál, což je hodnota dosti veliká. Budeme-li se dále hlavně zajímat o záznam, musíme použít velkokapacitní medium.
Historie digitálního záznamu začala soustavou MDS ( Mini Disc System Telefunken-Decca )
s mechanickým záznamem do mikrodrážky, pak firma JVC navrhla spolu se svou mateřskou
firmou RCA soustavu AHD (Audio High Density) s mikroskopickými výstupky - pity snímanými bezdotykovým kapacitním vf snímačem a konečně původně jen Philips, ale brzy spolu s
touto firmou i Sony navrhli CD (Compact Disc-DA digital audio a další modifikace). Tato
posledně jmenovaná soustava jednoznačně zvítězila a po velice rychlém rozšíření je dnes nejpoužívanější.
10.2.1. Soustava Compact Disc CD - DA
( Philips-Sony)
Tato soustava byla kolem roku 1978 navržena firmou Philips jako zvukově digitální verse
analogové videosoustavy Laserdisc. CD používá opticky bezdotykově snímaný plastikový
kotouč o průměru nejčastěji 12 cm a tloušťce 1,2 mm z polykarbonátu (připomíná plexisklo) s
indexem lomu k = 1,55. Tato látka působí jako fokusační medium a má hlavní zásluhu na
zaostření laserového, nejčastěji infračerveného paprsku na stopu. Zdrojem světla je pro expozici na výrobní straně i pro snímání u posluchače obvykle AsGa polovodičová laserová dioda s optickou zpětnou vazbu pro stabilizaci světelného toku s monochromatickým a koherentním zářením o λ = 780 nm tj. na záčátku infraoblasti. Podle známých optických zákonů - viz
lit. [24] je rozlišovací schopnost při této vlnové délce při běžné apertuře optiky zhruba rovna
této hodnotě. Je to tedy něco málo pod 1µm. Jak bude dále řečeno, dnes se už tato hodnota
dosti podstatně zlepšila. Aby se zvětšila hustota záznamu a tím i hrací doba při zvolených
rozměrech nosiče (původní požadavek na 1 hod byl překročen, hrací doba je 75 min.), musíme použít jakési zředění kódu - z „magnetofonových“ páskových pamětí převzatý způsobu
NRZI (Not Return to Zero Inverse - inversní a bez návratu k nule) a převedení, zde se používá
podivný název „modulace“ na vyšší počet bitů. Způsob NRZI - viz obr. 10-9 snižuje počet
přechodů tj. změn jen tehdy, má-li řídké jedničky. Vlastní zpracování původně 16-ti bitového slova probíhá takto - viz obr. 10-10 : 16 bitové slovo rozdělíme na MSB - 8 bitové slovo
velikých řádů - významů a 8 bitové slovo LSB malých řádů. Tato dílčí slova se pak zpracovávají samostatně. Kodér je převede za účelem „zředění“ na nová, tentokrát 14 ti - bitová slova.
Způsob je označován jako EFM (Eight to Fourteen Modulation - modulace 8 na 14). Pro původně 28 = 256 možností (ty obsahují i „husté“ jedničky, největší číslo je 8 jedniček) najdeme z nabídky 214 = 16 384 možností těch potřebných cca 256. Výběr je bohatý a mimo podmínku řídkých jedniček - konkrétně mezi následujícími symboly „1“ musí být alespoň 2, nevíce 9 symbolů „0“ musí mít nové kódovací tabulkou přiřazené symboly ještě další vlastnost.
Tou je malá DSV (Digital Summe Value - digitální „stejnosměrná“, AV složka). Impulsy
totiž při analogovém snímání třeba fotodiodou pak v takto vytvořené ss složce zaniknou, zařízení „oslepne“. Tato konversní tabulka patří k základním normalizačním dokumentům.
Stoupání „drážek“, lépe řečeno řady jamek - pitů je 1,6 µm a to dává asi 630 drážek na mm.
Délka stopy je cca 5 km. Šířka stopy (jamky, pitu) je 0,6 µm a je dána průměrem expozičního nahrávacího laseru. To, že jsou omezeny mezilehlé nuly shora na počet 9 je dáno tím, že
jelikož řada pitů nemá žádnou vodící rýhu (je např.u některých typů Minidisku a na „vypalovacích“ CD a původně je fa Philips chtěla použít i u běžných CD), pak při dlouhé pauze bez
pitu by hrozila ztráta sledování. I při dohodnutém zředění systémem EFM jsou problémy mezi
symboly - je nutno ošetřit prostor mezi sousedními slovy. Děje se to pomocí spojovacích
symbolů. Tyto tříbitové a vkládají se mezi vzniklá 14 bitová slova. Korigují nejen hustotu
88
jedniček, ale i předchozí DSV, při reprodukci se nečtou, nemají obsah informace. Původně
16 bitů dlouhé slovo se tedy nakonec přenáší jako 14 + 3 + 14 + 3 = 34 bitové.
Obr. 10-9. Zpracování modulací NRZI
Obr. 10-10. Přenos modulací EFM
Na obr. 10-11 je naznačen rámec formátu CD-A. Začíná synchronizačním slovem - to je mimořádně dlouhé, má 24 bitů (11+11+2). Z rámce se vytahuje ven, spouští zpracování následujícího bloku informací - násobením se obnovují (doplňují) signálové „hodiny“ - jinak není
NRZI čitelný a dělením se získávají signály pro rotaci vlastního disku. Po něm (bez ohledu
na vložené spojovací symboly o 3 bitech) následuje jedno slovo (významová délka 8 bitů,
skutečná ve formátu EFM je 14 bitů), které zajišťuje přenos tzv. subkódu, signálu DC (Display and Control - displej a řízení). Ten je zpracován zvláštním způsobem (viz dále) a slouží k
ovládání přehrávače a obslužnému komfortu. Hlavně je vybaven časovým kódem pro vyhledávání a programování celého CD. Po subkódovém slovu následuje vlastní zvuková informace o 3+3 vzorcích (3 levé a 3 pravé), které nejsou ale ve správném časovém pořadí, jsou úmyslně zpožděné a přeházené. Tím se výrazně zmenšuje možnost vlivu shluku chyb - místní
výpadek informace je rozprostřen po značně velké ploše (teoreticky až 7mm) a méně ruší.
Tomuto procesu se říká cross interleaving (křížové prokládání) a je využíváno prakticky u
všech digitálních systémů. Vlastní blok 3+3 vzorků je doplněn dosti velkým, zde čtyřslovovým blokem CIRC (Cyclic Interleave Read - Solomon Code ), který pomocí velice
odolného opravného kódu zajišťuje kontrolu správnosti a opravu chyb přenosu. Zbývající
část rámce obsahuje opět další 3+3 ošetřené audio vzorky včetně CIRC. Celý rámec tedy obsahuje 6+6 vzorků akustické informace. Během jeho trvání uběhne celkem 6 period vzorkovacího kmitočtu o kmitočtu fs = 44,1 kHz. V časovém multiplexu se během jedné periody
vzorkovacího kmitočtu postupně vysílají dva vzorky.
U digitálního zpracování nelze informace předávat kontinuálně. Při jakékoliv chybě, a s tou
je nutno vždy počítat, by celá další informace byla beznadějně poškozená. Informace musíme
proto členit do bloků, rámců (anglicky frame), které jsou tak dlouhé, jak důkladné je kódové
89
zabezpečení a jakou chybovost kanálu předpokládáme. U formátu CD-DA je délka rámce 588
bitů a tvoří základní jednotku informace. Během tohoto rámce (trvá 136 µs) proběhne celkem
6 period vzorkovacího signálu a při časovém multiplexu pro stereo jsou předány informace o
celkem 2x6=12 audio vzorcích. Četnost výskytu (kmitočet) těchto rámců a tedy i synchropulsů a příspěvků do subkódu je cca 7,3 kHz.
Obr. 10-11. Tvar rámce u soustavy CD-A
Čtení subkódu, který má v každém rámci 8 významových bitů (14 skutečných), je zajištěno
maticovým postupem tak, že jednotlivé 8-mi bitové rámcové příspěvky jsou vytahovány z
rámců a postupně ukládány do řádků (pod sebe) do matice 8 x 96 bitů - obr. 10-12. Významově odlišné jsou jednotlivé sloupce této matice. Jsou označeny písmeny P,Q,R,....W a zatím
se běžně využívají jen první dva sloupce P a Q. První sloupec P vymezuje začátky a
konce jednotlivých částí (skladeb) a zajišťuje i utlumení (muting) zvuku v mezerách. Podrobnosti jsou v [24] . Druhý symbol Q má více funkcí : zapíná nebo vypíná preemfázi, zajišťuje event. blokování proti nežádoucímu přepisu a hlavně dává informaci o čase jednotlivých
úseků, celkovém a zbývajícím.
Blok dat subkódu má v prvních dvou řádcích symboly synchronizační, vlastní informace je v
řádcích 3 až 82 a tato užitečná informace je opět doplněna blokem kódového zabezpečení
CRC (Cross Redundancy Check), který má podobnou funkci jako CIRC u zvukových informací. Do zatím nevyužitých kanálů R až W lze nahrát doprovodný text, libreto, noty, obrázky
atd. Kmitočet čtení subkódové matice je asi 70 Hz, takže nápisy neblikají.
Vlastní disk CD-DA má mimo funkční plochu se záznamem ještě na začátku tj. na nejmenším
průměru „zaváděcí drážku“, která nese informace o adresování jednotlivých skladeb, čase
atd. a využívá se i pro identifikaci výrobce či padělatele. Čte se hned po zasunutí disku před
vlastním startem - před funkcí „play“. Vlastní Reed - Solomonův kód patří dle [26] k cyklickým BCH kódům vhodným pro přenos dat nejen zvukových, ale i obrazových. Má i určité
identifikační vlastnosti (označení správný x nesprávný) - délka je rovna délce přidaných zabezpečovacích symbolů a polovinu z této délky umí i s velkou pravděpodobností opravit. Použitá délka CIRC zabezpečení (4 významem osmibitová slova na 6 audio dat rovněž 2 x 8-mi
bitových) postačuje na dobré zabezpečení zvukových informací i při dosti velké chybovosti
snímacího zařízení řádu 10-3 (1 chybný na 1000 dobrých vzorků). V tomto bloku dvanácti 8mi bitových slov lze opravit cca 2 chybné vzorky. Pokud se nepodaří výpadek opravit ale ve
výsledném formátu (po zpětném „přerovnání“) jsou sousední audio vzorky v pořádku, pak
následuje další a jen u analogového kontinuálního signálu možná oprava. Tou je interpolace,
dopočítání chybějícího vzorku jako průměr z obou sousedních. U levnějších přístrojů se ně-
90
kdy místo chybějícího vzorku zopakuje vzorek předchozí. Pokud ani tato možnost není, pak
se nesprávný (označený) vzorek prostě umlčí, vynechá. Tento zásah se nazývá muting.
Celé opravné kódování typu R-S ( Reed - Solomon) je dvouetapové - obr. 10-13. Po prvním
kodéru typu RS (24, 28) - ke 24 vstupujícím symbolům se přidávají 4 zabezpečovací a na
celou tuto skupinu symbolů, tedy včetně doplněných CIRC symbolů se znovu aplikuje podobný algoritmus. Tentokrát ovšem RS (28, 32 ) - k vstupujícím 28 symbolům se dopočítají
opět 4 doplňkové CIRC symboly.
Toto kódování je provedeno tak, že v zařízení dochází k násobení vstupující sloupcové matice (vektoru ) Vp o p - prvcích ( poprvé 24, podruhé 28 ) a tzv. testovací matice Hp,r . Výsledkem je syndromový vektor S o r - prvcích
V p . H p,r
= Sr
(10-4)
Podrobnosti o této proceduře lze nalézt v lit.[28] a v základní publikaci [24]. Teoretické základy jsou z matematického hlediska přiblíženy v [26]. Vyžaduje se zde poněkud méně známá
teorie Galoisových polí a podobné obory matematiky.
Obr.10-12. Sestavení subkódu
91
Obr. 10-13. Signálové schéma kodéru CIRC
Čtení vlastní digitální informace v modulaci EFM a ve formátu NRZI je prováděno modulací
jasu při snímání odrazu IR světla ze stopy. Běžné jsou snímače pracující dle obr. 10-14. Stopa je aktivně zaostřována na reflexní (zadní, vzdálenější) plochu disku, sledování stopy je
rovněž aktivní (pomocí servosystémů ) a jen rotace disku je zajišťována ze synchronisačních
symbolů v rámci dat CD.
Světlo odražené od reflexní plochy disku je jasově modulováno tím, že odraz z „poškozené"
plochy s pity je menší a navíc světlo odražené ze dna pitů je posunuto o λ/2, odečítá se.
Hloubka pitové jamky a tedy původně tloušťka fotolitografické emulze na matrici CD je
cca 200 nm ( tj. λ/4). Poměr mezi největším a nejmenším jasem paprsku je asi 1:4 (cca 15 dB)
a to u digitálu stačí. Světlo pak projde polopropustným zrcadlem a pomocí tzv. dělící kostky hranolu se rozdělí na dva rozbíhavé paprsky. Ty dopadají na čtveřici fotodiod a podle okamžité relace lze poznat nejen vlastní digitální informaci (je to suma všech výstupních napětí
fotodiod nebo fototranzistorů), ale i to, že objektiv je vysoko či nízko (fokusovací servo), nebo vlevo či vpravo od středu stopy (tracking servo). Dříve se tomuto pojetí snímací hlavy
říkalo „jednopaprskové“. Celý tento systém se obvykle posouvá pod diskem a to buď přímoběžně, lineárně, nebo arkusově, po oblouku jako běžná gramofonová přenoska či hlavičky u
harddisku či flopydisků počítače.
92
Obr. 10-14. Provedení snímací laserové hlavy
10.2.2. Formát CD - ROM
Nepatří sice přímo do oboru zvukové techniky, ale svým vzhledem a použitými principy je
alespoň základní informace namístě. Využívá výhodnou velikou kapacitu formátu CD, který
při cca 0,7 GB umožňuje uložení asi 270 000 typických stran A4 textu.
Pro tyto účely pochopitelně nelze použít opravné postupy typu interpolace a muting, ošetření
vlastní digitální informace musí být daleko důkladnější. U CD-ROM existují dva módy, které
se právě liší mírou zabezpečení.
1) CD-ROM s rozšířenou ochranou dat ( pro výpočetní techniku), Modus 1
2) CD-ROM s rozšířenou uživatelskou kapacitou ( pro obrázky, grafiku a pod.), Modus 2
Proti CD-DA je zde použit delší a lépe chráněný rámec.
Obdobou zabezpečení CIRC je zde podobně koncipovaný blok EDC (Error Detection Code) a
ECC (Error Correction Code) . Celková redundance je pochopitelně větší a tím dosažitelná
kapacita proti CD-DA o cca 10% menší.
Na obr. 10-15 je rámec modusu 1 s velkým zabezpečením dat. Rámec má 2340 funkčních
bitů a je rozdělen do dvou polí po 26 řádcích a 45 sloupcích. Je to 1170 bitů ( 2340 : 2 ). Data
pro zabezpečení dat P a Q jsou získávána až po zaplnění matice. Čtení totiž silně připomíná
čtení subkódu u běžného CD
93
Obr. 10-15. Rámec módu 1 u CD-ROM
V současné době se s oblibou používají nahrávatelné a mazatelné (přepisovatelné) disky CD.
Jsou obvykle označované jako CD-R nebo CD-RW. Mají předlisovanou drážku a pracují nejčastěji na principu změny barevnosti vloženého barviva vlivem tepla laserového paprsku.
Podrobnosti jsou např. v časopise Stereo§Video 1998 č.8.
10.2.3.
Páskové digitální systémy bez redukce dat
Profesionální systémy patří téměř všechny do skupiny se stojícími hlavami. Postupně se vyvinuly dva systémy: japonský systém PRO-DIGI (Mitsubishi a Otari), známý také pod názvem
Formát A. Ten je u nás málo rozšířen, a druhý (švýcarsko-japonský) systém DASH (Digital
Audio Stationary Haed ) firem Studer (Švýcarsko) a Sony. Společnou vlastností obou soustav
je 8 rovnoběžných digitálních stop umožňující jakési příčné zředění kódu i kontrolu příčné
parity. Formát PRO-DIGI je v podstatě podobný jako např. u CD-A. U formátu DASH se
používá modulace HDM-1. Vzdáleně nahrazuje u CD známý způsob EFM. Výsledkem je
plnohodnotný digitální, obvykle 16 bitový záznam se vzorkovací frekvencí nejčastěji 48 kHz
s omezenými možnostmi mechanického střihu, s různým počtem zvukových stop - od 2 do
cca 48 a s různými posuvnými rychlostmi pásku (19 cm/s, 38 cm/s a 76 cm/s). Rozšíření
těchto strojů v praktických provozech je zatím velice nízké a perspektiva je nejasná.
Daleko více se používají digitálně adaptované videomagnetofony formátu Beta, U-Matic
nebo VHS, které jsou buď vně, nebo častěji přímo uvnitř doplněny PCM adaptory. Nejvíce je
používán formát U-Matic Sony, který také obvykle slouží jako základní matrice (master ) pro
CD. Mohou být i vícestopé a mohou běžet i v synchronu pro získání mnoha stop. Velice jsou i
oblíbeny přístroje R-DAT (dnes zkráceně DAT, očekávaná soustava S-DAT nebyla realizována), které celá řada institucí používá jako lehce přenosné a kvalitní medium. Vadou je skutečnost, že DAT pracuje mechanicky na hranici možností a s tím souvisí někdy větší nespolehlivost. Nehodí se proto např. pro odbavování programů.
a)
R-DAT ( Rotary Haed Digital Audio Tape )
Svým rotujícím bubínkem s hlavami (obvykle 2 snímací a 2 nahrávací, u playeru jen 2 snímací) silně připomíná zmenšený videomagnetofon (magnetoscop). Využívá také šikmou stopu
(bubínek je skloněn proti ose pásku o zhruba 6°) a pásek ve speciálních kazetách malých
rozměrů . Šíře pásku je proti komerčnímu videu čtvrtinová, je to jen 1/8“ = 3,8 mm jako u
analogových kazet CC. Pásková dráha je vnější jako u video - pásek se ve smyčce vytahuje z
94
kazety. Proti videu je opásání poloviční, jen 900. Základní náčrtek je na obr. 2-16. Bubínek je
menší, má průměr 30 mm a koná cca 2000 n/min. Obvodová rychlost a tedy i relativní rychlost proti stopě je asi 3 m/s. Mezný kmitočet je pak kolem 1,5 MHz a to pro digitál stačí.
Díky malému opásání 90° je vlastní informace nespojitá, délka rámce je totožná s délkou
šikmé stopy. Je to asi 23 mm tj. 32 296 bitů. Tento abnormálně dlouhý rámec svědčí o relativně nízké chybovosti kanálu.
Umístění stopy na pásku je na obr. 10-17.
Obr.10-16. Bubínek soustavy DAT
Obr. 10-17. Tvar stopy na pásku
Druh záznamu je podobný jako u CD s tím, že zde stačí jen modulace ETM (Eight to Ten
Modulation, modulace 8 na 10 ), spojovací symbol je jen dvoubitový a opět se zde setkáváme
s provedením NRZI. Proti obvyklému vybavení rámce - subkód, synchronizace, začátek rámce (margin) atd. jsou zde i některé odlišnosti proti CD. Především je rámec vybaven symboly
ATF (Automatic Track Falowing nebo Finding - automatické hledání či sledování stopy) pro
upřesnění sledování stopy hlavami , symboly IGB (Inter Gap Block) pro dodatečné nahrání
identifikačních údajů (čísel skladeb) do už hotové nahrávky bez „umazání“ vlastních dat a
část PLL (Phase Lock Loop - fázový závěs) pro řízení rotace, lépe řečeno relativního pohybu
pásku a bubínku. Rozdělení složek ve stopě je na obr.10-18, podrobnosti jsou v tabulce I.
Označené zóny (bloky) mají délku 32 B (tj. 256 bitů). Rámec je téměř symetrický, vlastní
data jsou označena jako PCM a jsou chráněna podobným způsobem jako u CD . Zde se tomu
říká „parita“. Hrubé nalezení stopy je prováděno tak, že snímací hlava má obvykle širší stopu
jak záznamová (20 µm proti 13 µm) a tak okraje snímací štěrbiny snímají i sousední stopy.
Ty jsou ale dle obr. 10-17 skloněny na opačnou stranu - azimut stopy 20°. Největší výstupní
napětí dává hlava zhruba nad středem správné stopy. Další upřesnění spočívá ve čtení už zmí95
něné části ATF, kde jsou nahrány relativně nízkofrekvenční informace, které po správném
načtení slouží k upřesnění polohy hlavy a stopy. Podrobnosti jsou na př. v lit. [27].
Tabulka I. Formátování šikmé stopy (1 blok je 256 bitů)
poř.
název zóny
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
okrajová skupina ( margin)
PLL ( subkódové)
subkódová data 1
synchronisační symbol
IGB
ATF
IGB
PLL ( pro PCM data)
PCM Data
IGB
ATF
IGB
PLL ( subkódové )
subkódová data 2
synchronisační symbol
okrajová skupina ( margin)
délka zóny (bloků)
11
2
8
1
3
5
3
2
128
3
5
3
2
2
1
11
Poznámka:
Délka bloku je 32 B tj. 256 bitů, stopa má délku 32 768 bitů, vlastní zvukovou informaci nese
23 296 bitů. Na rozdíl od CD je zde synchronizační symbol ze všech nejkratší ale i tak má
délku 256 bitů.
Soustava DAT využívá několik módů.
Běžné jsou 3, norma rozeznává až 5 módů. Nejběžnější je modus 1 s 48 kHz vzorkovacího
kmitočtu (nf signál do 22 kHz) stereo. Běžně je používán i modus 2 s 44,1 kHz vzorkování
(pro přímý přepis CD) a konečně modus 3 „long play“ s 32 kHz vzorkováním (nf do 15 kHz)
vše dvoukanálové stereo. Provoz long play má dvoj-násobnou hrací dobu, poloviční posuvnou
rychlost pásku - jen asi 4(!!) mm/s. Méně jsou pou-žívány čtyřkanálové systémy a systémy s
neekvidistantním kvantováním. Modusy 1 a 2 mají hrací dobu běžně 2 hodiny, verse 3 až 4
hodiny, ale i více.
I u formátu DAT existuje verse Data-DAT podobná jako CD-ROM. Běžná kapacita jedné
kazety DAT je kolem 2 GB. Nevýhodou je zde pochopitelně dlouhá doba přístupu, pásek v
kazetě je nutno převíjet i když se to děje 200 x vyšší rychlostí. Hodí se proto hlavně pro uložení souvislých třeba obrazových souborů a pod. Při ztrátě záhlaví (je obvykle na začátku
pásku) je někdy velice obtížné data z pásku přečíst či obnovit.
K ošetření bloku dat PCM je opět využit R-S kód , ten je stejně jako u CD aplikován dvakrát.
Informace je opět prokládaná ( interleaving ) a má navíc i křížový charakter .
Před asi 10 lety se začalo pracovat na podobné soustavě, ale se stojícími hlavami - S-DAT.
Tato soustava se však neprosadila a mimo laboratorní pokusy se s ní dnes už nesetkáme. Určitým pokračovatelem těchto myšlenek ale s redukcí datového toku je novější soustava fy Philips DCC (Digital Compact Cassette), o které bude také dále zmínka. Je zajímavé, že ani tento
96
systém není příliš rozšířen a s jeho podporou světové firmy váhají (Philips a částečně Matsushita).
10.3.
Redukce datového toku u digitálních soustav
Možnosti úpravy zvukových signálů jsou podrobně popsány v lit. [28]. Jakási matematicky
korektní metoda, se kterou se v trochu jiné podobě můžeme setkat i u výpočetní techniky, je
postup s pohyblivou desetinnou čárkou (Floating Point) . U zvukových signálů ale můžeme
s výhodou využít tu skutečnost, že signál je spojitý a mění se relativně dosti pomalu. Nemusíme proto u každého vzorku přenášet celou okamžitou hodnotu „od nuly“, ale pro určitou
řadu po sobě následujících vzorků přeneseme společný exponent, rozsah, scalen factor s určitou délkou slova (běžně 3 nebo 4 bity) a v rámci takto stanoveného pásma upřesníme zbývajícími bity konkrétní hodnotu daného vzorku - mantisou. Při 3 bitech scalen factoru
(měřítka) je celý možný rozsah amplitud (třeba 1 V šš) rozdělen na 8 stejných, ekvidistantních
pásem. Existují ale i jiné, třeba geometrické způsoby dělení (řada pásem 1/2, 1/4,1/8 atd.).
Je jen třeba rozhodnout, po jakou dobu, po jaký počet vzorků bude očekávaná hodnota amplitudy uvnitř tohoto pásma. Běžně postačí pro 8 nebo 16 pásem (tj. pro 3 nebo 4 bity měřítka)
obnovit či změnit tento údaj každých cca 8 ms. Rychle se měnící přechodové děje a akustické
rázy pak obvykle budou přeneseny se skreslením.
Některé soustavy jsou proto schopny změnit způsob přenosu pro takovéto rychle se měnící
signály. Klasickou soustavou, která způsob s pohyblivou desetinnou čárkou využívá, je dnes
už poněkud problematická německá družicová multikanálová soustava DSR (Digital Satelitte
Radio). Zavedení tohoto mnohokanálového rozhlasového způsobu vysílání bylo od samého
počátku postiženo značnými problémy (nezdary s uvedením družice na dráhu atd.). Než se to
vše podařilo, soustava zastarala tak mocně, že o ni přestal být zájem. Dnes se víceméně nouzově využívá pro profesionální přenos signálu na družice ve vzestupné linii spoje (up-link).
My si ji popíšeme jen stručně pro vysvětlení základní myšlenky soustavy s pohyblivou desetinnou čárkou.
Princip ukazuje obr. 10-18. Zde jsou na levém okraji vyznačeny hodnoty měřítka (scalen factoru) a ve zbývající „matici“ jsou vyjádřeny ostatní upřesňující velikosti, mantisy jednotlivých hladin. Je vidět i vyjádření znaménka, to se pochopitelně neopakuje tak často, jak je
naznačeno. Soustava má pak proměnný formát vzorků, který závisí na jeho velikosti: malé
signály v pásmu nejnižšího měřítka jsou 8-mi bitové, největší pak 14-ti bitové. Vzorkování je
s kmitočtem 32 kHz, nf pásmo je do 15 kHz. Celý kanál využívá „televizní“ šířku 27 MHz a
je v něm přenášeno celkem 2 x 8 = 16 stereofonních programů. Bitový tok celého kanálu je
úctyhodný a dosahuje cca 20 Mbitů/s. Zmíněný obr. 10-18 popisuje kódovací schéma soustava DSR včetně faktoru měřítka a vyjádření znaménka.
Další obr. 10-19 zobrazuje přenosový protokol této soustavy.
97
Obr.10-18. Kódovací schéma DSR
Obr.10-19. Přenosový protokol DSR
Podobně koncipovanou metodu redukce datového toku používá i anglická televisní soustava
NICAM 728 (BBC) a japonská soustava DANCE (NHK) pro přenos digitálního zvukového
doprovodu analogové televize. Ale jejich budoucnost je nejasná. Je dobré si uvědomit, že při
správné volbě „opakovacího intervalu“ přenosu exponentu se v tomto případě jedná o bezeztrátovou kompresi. Tyto „skoromatematické“ formy redukce jsou už dnes u zvukových přenosů překonané a téměř beze zbytku bývají doplněny metodami fyziologickými. Vždy se ale
jedná o redukci ztrátovou! Budeme-li mít k dispozici časové tj. spektrální vyjádření přenášeného signálu, můžeme k redukci dat použít některé zajímavé poznatky. Především dle obr.
10-20 nemá význam přenášet signály pod prahem slyšitelnosti. Ten je znám už dávno a je
vyjadřován F-M diagramem. Práh je kmitočtově závislý, lidský sluch je nejcitlivější v okolí
98
2,5 kHz a pak jeho citlivost klesá jak k nízkým, tak i k vysokým kmitočtům. Tato čára tvoří
jakousi pevnou masku, která odlišuje důležité části pro přenos (leží nad touto pevnou maskou) od nedůležitých - irelevantních částí pod touto čarou. Navíc zde přistupuje proměnná,
dynamická složka. Ta souvisí s jevem zvaným maskování. Maskování má rozměr jak kmitočtový - silný zvuk omezí vjem slabších zvuků v určitém kmitočtovém okolí tohoto dominantního zvuku, tak i časové. Hovoříme o premaskingu (už předem v době cca 8 ms před zazněním dominantního zvuku je jiný zvuk maskován - nesouvisí to s předpovídáním budoucnosti,
ale s fyziologickou činností našeho mozku) a také postmasking - vnímání je zahlceno i po
dobu asi 50 až 200 ms po dominantním zvuku. Celý tento mechanismus je závislý na kmitočtovém umístění maskujícího zvuku i na povaze vlastního zvuku. Jiné vlastnosti mají harmonické a hudební zvuky, jiné přechodové jevy a hluky vůbec. Tyto poznatky byly získány
statistickým měřením na velkém počtu posluchačů a jsou uloženy v podobě jakýchsi „maskovacích šablon“ v důležité části kódovacího zařízení. Často se mu říká psychoakustický model. Základní poznatky jsou např. v lit.[28]. Na základě těchto staronových poznatků byly
realizovány četné soustavy na redukci datového toku u zvukových digitálních systémů. Firma
Philips používá soustavu PASC (Precision Adaptive Sub-band Coding) u kazetopáskové soustavy se stojícími hlavami DCC. Sony zase redukční princip ATRAC (Adaptive TRansform
Acoustic Coding) u velice perspektivní diskové soustavy MiniDisc MD. Mimo to byly skupinou MPEG (Moving Pictures Expert Group ) navrženy další možnosti. Původně to byly způsoby MASCAM (ten se nepoužívá) a hlavně MUSICAM (Masking Pattern Universal Subband Integrating Coding and Multiplexing). Posledně jmenovaný je dnes nejpoužívanější,
neboť byl s nepatrnou úpravou převzat do většiny mezinárodních doporučení skupiny MPEG
hlavně v Evropě.
Obr. 10-20. Vysvětlení maskovacího jevu
Zpracování zvukového signálu způsobem Musicam, tedy MPEG probíhá dle obr. 10-21 asi
takto. Ve vstupní části (v bance filtrů) se načte určitý počet vzorků - např. 384 (při vzorkování
48 kHz to dává čas 8 ms) a pomocí rychlé Fourierovy transformace FFT se převede do časové
oblasti, určí se spektrum. To se digitálně rozdělí v tomto případě na 32 stejně širokých kmitočtových pásem o šířce 750 Hz. V každém pásmu se nachází nejvýše 1/32 počtu vstupních
vzorků tj. 12. Z těchto 12 vzorků se vybere vždy největší a ten určí hledaný scalen factor 99
výběr měřítka. Je zajímavé , že v dílčím kmitočtovém pásmu stačí použít přiměřeně tj. 32 krát
nižší vzorkovací frekvence. Zde to bude pouhých 1,5 kHz. Hovoříme o „podvzorkování“.
Takto vybraných 32 velikostí měřítek se zavádějí do bloku psychoakustického modelu. Zde se
porovnají velikosti měřítek s hodnotami získanými při pokusech s posluchači a určí se hledaná hladina, pod kterou jsou vzorky nedůležité. Je to vlastně aktualizovaný a po dobu následujících třeba 8 ms platný práh slyšení.
Do psychoakustického modelu vstupuje zleva rovněž Fourierovsky určené spektrum, ze kterého se dá určit povaha zvuku (nepravidelné hluky a rázy, nebo táhlá melodie). I to ovlivňuje
povahu činnosti dalších obvodů. Podle toho se pak pro 12 následujících vzorků přidělí určitý
počet bitů. Ten je stejný pro uvedenou skupinu vzorků, ale různý v jednotlivých kmitočtových
pásmech. Přidělený počet bitů je nejvíce roven 15, nejméně dokonce pouhé 2! Na výstupu
kodéru se těchto 32 příspěvků normuje (bude popsáno dále) a formátuje do sériového bloku,
který může mít definovanou bitovou rychlost podle požadované kvality přenosu. Pro nejvyšší
nároky je používána rychlost 448 kbitů/s, pro nejskromnější postačí jen 32 kb/s. Základní
formát využívající tento typ komprese je znám jako MPEG 1. Ten je dále upřesněn v tzv.
úrovních či vrstvách (anglicky layer). Pro nás je nejdůležitější vrstva 2, která se ve zvukovém
pojetí liší od klasického Musicamu jen záhlavím. Popíšeme si nyní stručně zmíněný obr. 1021: vstupní signál o bitové rychlosti nejčastěji 768 kbitů/s se pomocí FFT zpracuje jednak na
spektrální obraz s následující digitální filtrací (horní větev schématu), jednak se určí povaha
signálu (rychlý, pomalý, hudební atd.) ze 1024 vzorků. Z vlastností podvzorkovaných vzorků
v jednotlivých pásmech se určí výběr měřítka, stanoví se počet činitelů měřítka a normování
činitelů měřítka. Výběr se přivádí do hlavního vstupu psychoakustického modelu, kde se s
přihlédnutím na povahu vstupujícího akustického signálu rozhodne o tom, co bude nutno skutečně přenášet, co „má cenu vysílat“ a co je irelevantní. Podle předvolené bitové rychlosti tj.
podle požadované kvality (hi-fi kanály, komentátorské kanály, signál pro družice s omezeným
spektrem tj. s menší vzorkovací frekvencí, obvykle 32kHz atd.) se dynamickým způsobem
přidělí počet bitů. Dále následuje blok, který provede normování. V praxi to znamená, že velikosti vzorků v daném kanále jsou děleny tím největším, který určil velikost scalen factoru.
Největší vzorek má pak hodnotu jedna, ostatní jsou mírně menší. Tak se získá velmi výhodná
vlastnosti, že všechny vzorky v dané skupině jsou víceméně stejné a navíc velké. Lépe se s
nimi dále pracuje, dávají relativně malé množství možností a dobře využívají bitové možnosti
přenosu.
Důležitým blokem je kódování vedlejších informací, neboť ve vyslaném rámci musí být popsáno, co se s vysílaným signálem vlastně stalo a toto neustále tj. po třeba 1024 vzorcích
aktualizovat. Výsledek se převede obvykle do sériového módu a sloučí se do výsledného tvaru, doplní potřebným zabezpečením (nejčastěji na bázi oblíbeného Reed-Solomonova kódu s
prokládáním) a odešle ven.
100
Obr.10-21. Kódování zvuku v soustavě MPEG 1, vrstva 2
Výsledný rámec v této soustavě třeba pro jednokanálový přenos je na obr. 10-22.
Obr.10-22. Jeden rámec MPEG 1 vrstva 2 pro jednokanálový přenos
Podrobnější popis různých kombinací soustav MPEG lze najít v [28]. Proslýchá se, že nezanedbatelný vliv na výsledky činnosti skupiny MPEG měla firma Philips a tak nepřekvapí
dosti značná podobnost MPEGu s vyloženě firemním způsobem redukce PASC u soustavy
DCC. Je
smutné, že tyto jinak podobné způsoby jsou zcela nekompatibilní. Je to způsobeno i tím,že
MPEG je vlastně „jednokanálový“, spíše sériový a DCC pracuje s 8 -mi souběžnými stopami
na mgf. pásku.
a).
Kazetopásková soustava se stojícími hlavami Philips DCC
Tvůrce nejoblíbenějšího formátu pro analogový záznam zvuku na magnetické médium tedy
Philips a jeho kazeta CC (Compact Cassette) z roku cca 1963 měla slavit po třiceti letech
digitální renesanci právě v soustavě DCC (Digital Compact Cassette). Vnější tvar kazety měl
být a je stejný, dokonce přístroje DCC umožňují přehrávání (ne záznam) i obyčejných analo101
gových kazet CC. K tomu je v přístroji dvojitá hlava: má dvoustopou část analogovou pro
analogový způsob snímání a na druhou polovinu šířky pásku lze zaznamenat i snímat 8 (lépe
řečeno 8+1) digitálních souběžných stop o šířce cca 10 x větší něž třeba u R-DAT formátu.
Těchto 8 stop je evidentně převzato z profesionálních formátů typu PRO-Digi a DASH. Šířka
záznamové stopy je tu kupodivu (proti DAT formátu) širší jak u snímání. Záznamová hlava
má šířku stop 185 µm a při snímání jen 70 µm. Zatím co vícenásobná záznamová hlava je
„běžného“ elektro-magnetického principu s „půlzávitovým“ vinutím, velice zajímavý magnetorezistivní MRH princip použil výrobce u snímací hlavy. Hlava je provedena technikou „mikroelektronických chipů“ pomocí techniky tlustých vrstev s magneticky vodivými pólovými
nástavci. Mezi nimi je vložen magnetoodporový“ člen na bázi vizmutu Bi. Ten je dokonce
předmagnetován ss proudem a magnetické pole ze stopy působí modulaci tohoto ss proudu.
Tento princip se zalíbil i celé řadě výrobců „obyčejných“ analogových kazetových magnetofonů (Aiwa, Technics) tak, že tyto hlavy dodávají i do svých analogových výrobků. Princip
DCC soustavy je v [29] a [30]. Základem soustavy je redukční fyziologický, tedy ztrátový
datový princip podobný jako MUSICAM, zde nazývaný PASC (viz dříve). Je opět 32 pásmový a až na využití mozaikového rozložení informace do souběžných 8-mi stop je dosti podobný MPEGu. Aby DDC hrála i obyčejné kazety využívá vnitřní páskovou dráhu (nevytahuje
pásek z kazety) a má tedy podobné potíže jako CC kazeta. Philips vymyslel velice rafinovaný
způsob vedení a centrování pásku před hlavami a spoustu „fíglů“. To však nic nemění na faktu, že soustava pracuje s přímým dotykem pásku a hlavy, že musí vyhledávat rychlým převíjením atd. To vše silně poznamenalo perspektivu a tak v současné době je DCC v podstatě v
útlumu a žije jen s rozpačitou podporou mateřské firmy Philips. I když původně byly poměry
mezi DCC a konkurenční soustavou Minidisc MD Sony dosti vyrovnané - v počátku se tvrdilo, že DCC má výrazně lepší redukční systém PASC, Minidisc má zase lepší princip a bídný
redukční systém (ATRAC - původní verze typu 1.0), dnes už to neplatí. Sony velice intenzívně „zapracoval“ na zlepšení redukce ATRAC (od roku 1997 existují běžně verze 3.5 a 4.0) a
tak je soustava MD jasně perspektivnější. Vítězí optický (lépe řečeno magnetooptický) princip bezkontaktního snímání a velice rychlé vyhledávání připomínající „počítačnicky“ běžná
media typu harddisk atd.
b).
MiniDisc firmy Sony - systém MD
Představuje dnes velice perspektivní a technicky elegantní způsob záznamu a reprodukce
digitálního zvuku s neomezeným počtem záznamových cyklů („úředně“ milion přehrátí, lépe
řečeno přemazání) a s velice rychlým přístupem. Výhodou je neobyčejně malé a skladné medium v podobě „diskety“ v typickém počítačovém obalu o průměru dokonce jen 2 1/2" tj. 63
mm a o základní kapacitě asi 150 MB. Díky redukci v poměru cca 1:5 je hrací doba v podstatě totožná jako u CD tj. 74 min. Medium je magnetoopický disk na bázi prvků typu Fe, Co
a Tb (železo,kobalt a thebium), které mají zajímavé magnetooptické vlastnosti v okolí jejich
Curieova bodu. Ten je cca 200o C a jak je známo, při jeho překročení se mění vlastnosti feromagnetické na paramagnetické. U vyvinutého materiálu dojde obvykle ke změně polarizační
roviny. Tento jev potřebuje jednak magnetické pole - to je obvykle dodáváno v nefokusované
podobě ze druhé, rubové strany disku podobnou hlavou jako u disket počítače. Konkrétní místo záznamu se s mikrónovou přesností určí lokálním nahřátím daného místa laserovým paprskem.Tak je zajištěno, že magnetické pole působí jen na nahřátá místa a nepůsobí na okolí,
kde jsou už dříve nahraná data. Lze to i obrátit a modulací ovládat laserový svazek. Není to
ale obvyklé. Vzhledem k nepatrné ploše nahřívaného místa (kolem 1 čtverečného mikronu) je
potřebná energie nepatrná a rovna několik mW. Snímání se děje podobným principem jako u
běžných CD-DA disků jen s tím rozdílem, že k potřebné jasové modulaci paprsku se dosta-
102
neme přes polarizované světlo. Minidisky jsou dodávány buď jako profesionálné nahrané,
tehdy jsou lisované jako deska CD ale s použitím redukce datového toku ATRAC („lineární“
kapacita cca 150 MB, skutečná cca 600 MB), nebo jako nahrávatelné. Pak musí mít technologicky naznačenou budoucí „drážku“. Ta je předlisována už při výrobě a slouží k zajištění sledování stopy podobně jako u běžného formátu CD-A. Stoupání této „drážky“ je obvyklých
1,6µm a šířka cca 0,4µm. Pokud bychom nechtěli výrobně používat tuto vodící drážku, bylo
by nutno vymyslit velice precisní mechanismy pro vedení laserové hlavy nad povrchem disku
a to by bylo technicky složitější než volené řešení.
Proslýchá se, že firma Sony minidisky silně dotuje a že prodejní cena je jen zlomkem výrobní. Obliba tohoto formátu je v poslední době značná a zdá se, že MD zcela vytlačí konkurenční princip DCC firmy Philips. Poslechové vlastnosti pokročilých versí ATRACu jsou zcela
srovnatelné s PASCem a MUSICAMEM (tedy MPEGem). V současné době se MD formát
dodává i jako Minidiscmen ve skutečně krabičkovém formátu (obvykle jen player) a v profesionálních provozech se MD používá pro reportáže a podobné použití. Značná otřesuvzdornost hlavně přenosných přístrojů je obvykle zajišťována využitím pamětí, kde je informace
konservována po dobu několika sekund. Tak jsou překlenuty úseky nekorektního snímání a
po tu dobu „hraje“ vyrovnávací paměť. Lze to využít i tak, že při začátku skladby máme několik sekund na rozmyšlenou a pokud se dodatečně rozhodneme pro záznam, je chybějící
úsek doplněn z této paměti. Díky velice krátké době přístupu lze snadno i elektronicky přehazovat nahrané části disku, měnit jejich pořadí, určité skladby vynechávat nebo blokovat („dětská pojistka“) atd. Díky možnosti dodatečného označení úseků i krátkým textem (obdoba IGB
u formátu DAT) lze disk označit nebo okomentovat a tak zajistit snadnou archivaci a vyhledávání jednotlivých skladeb. I když znalci tvrdí, že při bezprostředním srovnání redukované a
původní neredukované podoby záznamu lze úbytek informace pochopitelně postřehnout, je
při běžném poslechu kvalita velice dobrá a digitálně „čistá“.
Základní náčrt konstrukce MD recorderu je na obr. 10-23. Naznačená koncepce umožňuje
obě varianty nahrávání a to modulaci magnetického pole při konstantním nahřívacím příkonu
laserové diody - tento způsob je u firmy Sony častější, nebo opačný postup s modulovaným
jasem UR laseru a konstantní „předmagnetisací“. Podrobnosti jsou v [ ]. Konfigurace dat v
jednotlivých sektorech na disku s organizací připomínající flopy nebo hard disky počítače
naznačuje obr. 10-24.
Obr.10.23. Provedení záznamu na formát Minidisc MD Sony
103
Obr. 10.24. Konfigurace dat na Minidisku
c).
DAB - Digital Audio Broadcasting
Je to moderní a nadějná metoda rozhlasového vysílání a to jak pozemního (terestriálního) , tak
i satelitního. Obě možnosti zpravidla využívají podobné výchozí principy a liší se mimo způsob šíření jen druhem použité modulace a kmitočtovým pásmem. V budoucnu budou tyto dva
způsoby asi kombinovány. Místní vysílání bude pozemní, celoplošné družicové. Některým
zemím s velkou geografickou rozlohou typu Čína, Indie a Austrálie hlavně družicové způsoby
velice vyhovují. V zadání těchto systému DAB byly hlavně požadavky na digitálně kvalitní
příjem i v mobilních prostředcích bez směrových přijímacích antén, za vysoké rychlosti (až
160 km/h) a i v členitém a městském terénu. Proto hlavní pozornost byla věnována snížení
vlivu nekvalitního příjmu s malým odstupem S/N, s mnohonásobným příjmem (s odrazy) a
navíc s nutným a značným Doplerovským posuvem kmitočtu. Hlavně tyto dvě posledně jmenované potíže jsou u digitálních způsobů velice vážné. V současné době se ve světě objevily
dva způsoby řešení: Americko-Japonský System B s jedinou nosnou vlnou - ten je kupodivu
hodnocen hůře a řešení pro „zbytek světa", tedy i Evropu a ten je zdá se lepší. Evropská verse
je označena jako System A a je koncipována jako soustava s mnoha nosnými, v podstatě s
rozprostřeným spektrem. Využívá myšlenky tzv. OFDM (eventuálně COFDM) tj. Orthogonal
Frequency Division Multiplexing, ortogonální nebo kódově ortogonální frekvenčně dělený
multiplex. Základní myšlenky byly dohodnuty na konzorciu EUREKA 147 a upřesněny co
do kmitočtového plánu na konferenci ve Wiesbadenu (SRN) v létě 1995. Byly normovány
verse pozemní (terestriální), satelitní, kabelové a hybridní. Pozemní a pro nás nejzajímavější
vysílače budou asi pracovat v jednofrekvenčním módu SFN (Single Frequency Network) v
buňkové síti trochu připomínající síť mobilních telefonů GSM. Největší naději na rychlé uvedení mají uvolněná televizní pásma z 12. TV kanálu 3. TV pásma (223 - 230 MHz), kde lze
pohodlně umístit čtyři samostatné kanály se středními kmitočty 223,95, 225,65, 227,35 a
229,05 MHz. Šíře jednotlivých dílčích kanálů je jednotná a rovna 1,5 MHz. Základní myšlenky ODFM jsou založeny na rychlé Fourierově transformaci, které námi už poznaným způsobem převádí časové vlastnosti signálu na kmitočtové, spektrální. Aby se zajistila potřebná
odolnost bloku digitálních informací hlavně proti vícenásobnému příjmu a odrazům je tento
doplněn určitou pauzou - ochranným „prázdným“ intervalem. Jeho délka je v relaci s očekávaným zpožděním přijímaného signálu při vícenásobném příjmu s odrazy. Po převodu algoritmem FFT získáme periodicky se opakující hustou řadu „nosných“, kterých může být teoreticky nekonečný počet, lze je omezit na nějaký rozumný a dohodnutý počet a navíc díky zná-
104
mým mechanismům přiřazení časové struktury signálu a jeho kmitočtové formy může např.
každá n-tá nosná nést informace od určitého zvoleného signálu. Přenos tímto rozprostřeným
spektrem má mnohé výhody. Hlavní je značně pomalá hodnota relativního datového toku v
dílčích nosných a tím i značná necitlivost na zkreslení. Příjem odrazů navíc anuluje ochranné
pásmo o délce zhruba 1/100 délky rámce. Běžné jsou soustavy, které pracují s více jak 1000
dílčích nosných na jeden kanál, navrhovaný systém má mít 1536 nosných s odstupem 1 kHz.
Každý dílčí kanál o šíři cca 1,5 MHz bývá obvykle víceprogramový, často má 5 nebo 6 stereofonních programů s doplněním příslušnými datovými kanály. Pokud bude vybudována jednofrekvenční síť SFN, pak při synchroním chodu všech malovýkonových vysílačů lze zajistit
plošný příjem pro daném území. Výhodou je ta skutečnost, že lze využít stávající FM vysílače
i uzlové stanice GSM, Radiomobilu atd. Jako základní literaturu lze doporučit [34] a [38]. Asi
nepřekvapí, že do této mnohonosné soustavy vstupují zvukové signály fyziologicky redukované, prakticky vždy použijeme soustavu MPEG 1 vrstva 2. Rámec zabezpečené digitální
informace lze s výhodou doplnit např. identifikací určitého žánru (vážná hudba, zprávy, jazz,
pop atd.) a vytvořit tak velice přívětivou a téměř interaktivní soustavu. V současné době se
předpokládají základní tři módy DAB. Mód č. 1 - SFN s odstupem vysílačů cca 60 km (šestiúhelníkové uspořádání), frekvence 12. kanál 3. TV pásma tj. pod 375 MHz, délka rámce 96
ms, ochranný interval 250µs, šířka pásma OFDM cca 1536 kHz, datový tok 2,4 Mbitů/s.
Mód 2: pro lokální použití (velká města), rozteč vysílačů asi 15 km, rámec 24ms, ochranný
interval 62,5 µs a mód 3 družicový, kmitočet vysílačů cca 3 GHz, rámec 24ms, ochranný interval 31,25µs. Drtivá většina vysílačů je modulována typicky digitálním způsobem - použitím čtyřkvadrantového fázového klíčování QPSK obvykle v nějaké modifikované formě. Zajímavou vlastností hustého spektra OFDM je ta skutečnost, že energie vlastních dílčích kanálů je kolem jednotlivých nosných rozložena podle oblíbené SI funkce tak, že dílčí spektrální
příspěvky postranních modulačních pásem jednotlivých nosných se vzájemně překrývají.
Ortogonalita (je to určitá forma regulárnosti tj. jednoznačné dekódovatelnosti) je právě v
tom, že díky vhodným kmitočtovým a hlavně fázovým relacím nedochází v překrývajících se
oblastech k interferencím. Za těchto podmínek je pak efektivita přenosu a tím i jakási „energetická výtěžnost“ výrazně větší jak u „obyčejného“ frekvenčního multiplexu. Lidově řečeno
sousední nosné musí být situovány právě do průchodů nulou SI funkcí sousedních modulačních pásem. Přetvoření časových paketů s ochranným oddělovacím intervalem ∆ za pomocí
rychlé Fourierovy transformace FFT a náznak ortogonality dle předchozí poznámky je na obr.
10-26. Rozteč mnohonosného spektra souvisí s původním blokem dat v časové oblasti jednoduchým vztahem fi +1 = f i + 1/ ts .
Obr.10-25. Skupinové schéma kodéru DAB
105
Obr.10-26. Signál DAB (OFDM) a jeho převod do kmitočtové oblasti
Referenční symbol v rámci slouží ke startování dekódovacích obvodů přijímače a má podobnou funkci jako „vzorek referenční fáze“ - burst u TV barevných přijímačů. Rychlý informační kanál (Fast Information Channel) upozorňuje na aktuální i budoucí obsah hlavního kanálu
(obsah, přenosová rychlost, způsob ochrany proti chybám). Kanál hlavních služeb MSC
(Main Service Channel) obsahuje hlavně vlastní audio signály, dále je doplněn dalšími službami, jako konfigurace použitého multiplexu MCI ( Multiplex Configiration Information),
data spojená s programem - PAD (Program Associated Data) a servisní informace SI ( Service
Information).
10.4. Náznak perspektivy oboru
V poslední době probíhá vývoj oboru velice prudce. V oboru přenosu vícekanálových zvukových soustav (ty jsou v analogové podobě známy jako domácí kino AV, Dolby Stereo, Sur106
round sound či Pro-logic) zaznamenal značný úspěch digitální systém firmy Dolby AC-3 s
možností přenosu až 6 kanálů v digitální kvalitě. Podobné myšlenky zahrnují i vyšší formy
normy MPEG.
Je škoda, že firemní soustava Dolby AC-3 stojí mimo normalizační snahy alespoň evropské a
lze jen těžko říci, zda bude v Evropě masověji akceptována.
Základní informace jsou v lit. [39]. Podobná sólová akce je multiprogramový způsob rozhlasového přenosu z družice známý jako ADR (Astra Digital Radio) nebo Sa-Ra (Satellite Radio), které konkurují typicky kabelovému způsobu DMX (Digital Music Expres), ale ten je
dnes již v útlumu. Daleko větší rozšíření se všeobecně přičítá novým postupům zvětšení bitové kapacitu na formátu CD.
Tyto nové soustavy jsou známy pod označení DVD (Digital Versatile - původně jen Video
Disc) s výrazně větší kapacitou (asi 7x) než má běžné CD. Bylo toho dosaženo jednak snížením vlnové délky použitého laseru z hodnoty IR tj. cca 800 nm do oblasti viditelného záření o
λ = 630 nm. S dokonalejší optikou je rozlišovací schopnost v poměru vlnových délek lepší.
Dále byla snížena rozteč „drážky“ z původní hodnoty 1,6 µm na 0,75 µm a zmenšení délky
pitu z 0,83 µm na 0,4 µm (je to vlastně „dlouhohrající režim). Dále byly využity poznatky
firmy IBM o vícevrstvých discích a tak byly vytvořeny verze DVD-5 (jednovrstvý a jednostranný) s kapacitou 4,7 GB tj. asi 7 disků formátu CD, dále DVD-9 (jednostranný dvouvrstvý) s kapacitou 8,5 GB, DVD-10 (dvoustranný jednovrstvý) s kapacitou 9,4 GB a konečně
DVD-18 (dvoustranný dvouvrstvý) s kapacitou 17 GB. Přeostřování z jedné vrstva na druhou
umožňuje dvouohnisková optika a je řízeno čtením příslušných subkódů. Je pochopitelné, že
vrstva blíže ke zdroji světla (tedy vnitřní) nemůže být kryta odraznou kovovou vrstvou a tak
je použito čtení se stáčením polarizační roviny . Vzdálenost mezi oběma aktivními plochami
je pouhých 40 µm a obě části jsou vyrobeny zvlášť a dodatečně slepeny takto tlustou vrstvou
„lepidla“. Oboustranné disky jsou lepeny ze dvou (v nejsložitějším případě ze čtyř) vrstev.
Informace je např. v [36] a [45]. Obr. 10-27 umožňuje srovnání rozměrů „drážek“ klasického
formátu CS s formátem DVD.
Obr.10-27. Srovnání rozměrů pitů klasického CD a DVD
Kapacitní varianty formátu DVD naznačuje další obrázek 10-28.
Existují i jiné varianty, jako kombinace běžné vrstvy formátu CD a druhou vrstvou typu DVD
(vrstva blíže ke snímacímu laseru musí být pochopitelně průhledná a využívá pity se stáčením
polarizační roviny), i na jedné vrstvě může být část třeba blíže ke středu běžné CD a dále od
107
středu stejná hudba ve formátu DVD nejčastěji vícekanálová pro majetnějšího posluchače
apod.
Obr.10-28. Varianty formátu DVD
Jakousi „třešinkou na dortu“ jsou v poslední době nabízené zvukové „superformáty“. Dnes
jsou známy hlavně dva: DVD-A (Audio) a SACD (Super Audio CD Sony a částečně Philips).
I když běžně chápeme formát DVD jako video (filmový), jeho obrovská kapacita (běžně
4,7GB na vrstvu) láká i tvůrce super kvalitních hudebních produkcí. V současné době je škoda, že při využití možností těchto nových soustav „není co nahrávat“, neboť kvalita stávajících master nahrávek je hluboko pod možnostmi nových formátů. A tak většina výrobců nahrává alespoň umělecky vynikající snímky ovšem s kvalitou odpovídající době jejich pořízení. Částečným řešením je ovšem ta skutečnost, že hodně profesionálních studiových nahrávek
je pořízena v posledních letech ve formátu 24 bitů a tak výsledný produkt alespoň přenáší bez
zkreslení to, co bylo ve studiích nahráno.
a). Formát DVD-Audio
je podporován hlavně firmami Matsushita, JVC, Toshiba, Pioneer a společností Warner Music. Soustava využívá poněkud „mechanicky“ obrovské kapacitní možnosti formátu DVD tj.
nabízenou kapacitu cca 4,7GB a datový tok až 9,6Mb/s. Proto umožňuje při celkem nevelkých nárocích na zvětšení hrací doby použití mnoha formátů včetně multikanálových a to i
s vysokým vzorkovacím kmitočtem (běžně 96kHz, ale i 176,4 a 192kHz!). Lze kombinovat
zvukové superprodukce s obrázky (menu, statické obrátky – Still Video, Slide Show)
s výbornou ochranou dat proti pirátskému kopírování včetně „vodoznaku“- Watermarking ,
ten je vidět prostým okem na povrchu disku. Obecně lze získat DVD-A disky s videem i bez
videa. Zásadně jsou použité obě skupiny informací nahrávané zvlášť ve zvláštních zónách a u
audio produkcí jsou obrázky načteny do paměti předem a pak doplňovány v mezerách mezi
skladbami a pod. Organizace disku DVD-A je členěna na skupiny (Group – velké celky),audio tituly (Audio Title ATT – menší části skupin), dále na stopy (Track) a konečně na
nejmenší díly –Indexy. Další tabulky jsou určeny pro získání základních informací o vlastnostech DVD-A disků.
108
Metoda kódování
Vzorkovací frekvence (kHz)
Bitů na vzorek
Maximálně kanálů
Datový tok max.
Audio objekt
PCM nebo MLP
44,1/48/88,2/176,4/192
16/20/24
6(do
96kHz),2(do176,4/192)kHz
9,6 Mb/s pro LPSM
Video objekt
LPCM nebo Dolby Digital
48/96
16/20/24
6 nebo 8
6,144 Mb/s
Tabulka: Základní způsoby provedení DVD-A disku
Zde zkratka LPCM znamená „lineární“ PCM tj. jen se zvětšeným počtem bitů a vyšší vzorkovací frekvencí, označení MLP souvisí s nově vyvinutou bezeztrátovou kompresí Meridian
Lossles Packing, která umožňuje nahrávací dobu 74 min i při 24 bitové konverzi a vzorkovací
frekvenci 96 kHz. O výsledku použití této komprese vypovídá další tabulka, kde jsou i vyznačeny různé možnosti konfigurace
Obr.10-30. Konfigurace disku DVD-A
Z obrázku je vidět, že požadavek velkého počtu kanálů je vykoupen snížením bitového rozlišení. Velký důraz je kladen na ochranu dat před kopírováním. Výrobci se nechtěli dát překvapit tak jako u běžných CD, kde je tato záležitost zcela neošetřena a dnes působí hlavně při
ochraně autorských práv velké a neřešitelné potíže. Proto firmy IBM, Intel, Toshiba a MEI
navrhly systém CPPM (Content Protection for Pre-recorded Media), který zabraňuje nelegálnímu kopírování dosti účinně. Tento ochranný prostředek byl zaveden v roce 2000.
Disky ve formátu DVD-A mohou být všech provedení, jak ukázal již dříve obr. 10-28.
b). Super Audio CD Sony-Philips
Má některé podobné požadavky na kvalitu i ochranu dat jako DVD-A , ale používá poněkud
jiné (snad i lepší) způsoby zpracování. Především umožňuje kompatibilitu s původním formátem CD i když poněkud primitivně: v plném formátu je to disk dvouvrstvý s vrstvou
s vysokým rozlišením DVD a s běžnou druhou vrstvou CD. Je ale nutno říci, že současně
prodávané SACD jsou jen jednovrstvé a nemají CD kompatibilitu. Obě soustavy, tedy jak
DVD-A tak i SACD musí splňovat požadavky asociace ISC (International Steering Commitee), kterou založily otganizace RIAA (Recording Industry Association of America), RIAJ
(Recording Industry Association of Japan) a IFPI (Europe´s International Federation of Phonographic Industry) – obr. 10-31.
109
Obr. 10-31. Srovnání požadavků ISC a jejich splnění na SACD
Disky SACD používají celou řadu nových a zajímavých technologií.
1).Jednobitový digitální převod DSD (Direct Streem Digital) s vysokou linearitou (podobný
postup je už používaný u lepších CD přehrávačů – převodníky MASH apod.) a s vysokou
vzorkovací frekvencí. Ta je rovna 64 násobku běžné vzorkovací frekvence u CD, tedy 64 x
44.1 kHz = 2,8224 MHz. Tento způsob je zhruba ekvivalentní systému s převodem 24 bitů a
s vzorkovací frekvencí 96 kHz. U tohoto systému se nepřevádí vzniklý „datový proud“ jednobitového formátu na běžnou PCM jak je to obvyklé, ale veškeré další zpracování včetně
studiového je v tomto sériovém formátu. Přináší to mnohé výhody, hlavně menší zkreslení a
možnost vynechání celé řady filtrů (rekonstrukčních i jiných), které do zpracování vnáší hlavně fázová zkreslení. Navíc je takto získaný formát dat velice snadno modifikovatelný na potřebné výstupní signály, jako výstup pro DAT, satelity a CD. Tato metoda je kombinovaná
s postupem SBM (Super Bit Mapping) . Je to už dříve vzpomenuté „tvarování šumu“, které je
provedeno tak, aby spektrální hustota šumu byla v oblasti do cca 3 kHz omezena a šum je
„přestěhován“ do vyšších kmitočtových oblastí, kde je daleko méně rušivý. Obvod, který to
umí má nesmírně honosný název Sony’s Real Time Super Bit Mapping Direct Processor.
Tento proces lze využít i u mnohem méně dokonalých formátů. I při použití u běžných CD
disků je dojem po aplikaci SBM daleko lepší. Tuto úpravu lze použít jako dodatečnou u jakéhokoliv digitálního zpracování a zařízení lze koupit i v přídavné krabičce. Firma Sony hodlá DSD používat jako standardní metodu zpracování i uchovávání zvukových snímků a začala
už s převodem a archivací dříve nahraných záznamů do tohoto formátu. Dokonce se tvrdí, že
v této podobě lze snáze pozorovat základní vlastností audio signálů jako kmitočet a amplitudu
apod. Je velkou výhodou, že DSD je dosti podobný s běžně používaným způsobem převodu
sigma - delta, zde 64 násobnou. Další velkou výhodou DSD je velmi jednoduchá možnost
zpětného převodu DSD toku na analogový signál. Trochu to připomíná „demodulaci“ šířkové
analogové impulsové modulace, kdy stačí na výstup zařadit jednoduchý filtr typu dolnofrekvenční propust (v nouzi jen integrační článek). Získání jednotlivých formátů z původního
DSD materiálu, které jsou vhodné pro jednotlivé aplikace naznačuje obr. 10-32. Mohou to být
CD 44,1 kHz, kvalitní audio s dvojnásobnou vzorkovací frekvencí, satelitní formát a „dlouhohrající“ formát DAT s 32 kHz vzorkováním, 48 kHz vzorkování pro profesionální digitální
110
systémy ve studiích atd. Výhodou DSD je podstatně jednoduší schéma zpracování než u běžného způsobu práce se signálem v „paralelní“ podobě.
Obr. 10-32. Způsob dalšího zpracování výstupu z DSD
Divize mateřské firmy Sony Solution vyvinula zařízení Sony Studio, které celé pracuje ve
formátu DSD. I při obrovské zásobě kapacity je nutno signál před vlastním záznamem redukovat. Lze pochopitelně použít některý známý ztrátový redukční princip jako AC-3 nebo některou verzi MPEGu, ale firma Philips přímo pro SACD navrhla bezeztrátový způsob redukce. Způsob se nazývá DST (Direct Streem Transfer). Způsob trochu připomíná počítačové
„zipování“, které musí být pochopitelně také bezeztrátové. Způsob DST mění formát přenosu
digitálního vzorku tak, aby zabral v konečné podobě méně místa. Místo 8 po sobě jdoucích
nul napíše 8 x 0 apod. Způsob je složitější a využívá predikce a zjišťování entropie digitálních
dat. Obvyklé složení kodéru obsahuje bloky jako rámcovač, prediktor a entropický kodér.
Dosažená redukce je úctyhodná a dosahuje poměru až 2:1.
Který z obou popsaných soustav bude úspěšnější zatím nelze jednoznačně říci. Hodně bude
záviset na masivní firemní podpoře a nabídce titulů. Naše pracoviště je vybaveno přehrávačem SACD.
Literatura:
[1] Novotný,V.: Nízkofrekvenční elektronika. Skripta VUT FEKT 2000
111
[2] Žalud,V.-Kulešov,V.N.: Polovodičové obvody s malým šumem. SNTL,Praha 1980
[3] Gupta ,M.S.: Noise circuits and systems. : IEEE press. No PP 0230-3
[5] Šanda,P.: Nízkofrekvenční vstupní zesilovač. Diplomová práce VUT FE Brno 1993
[6] Jurkovič,K.-Škrovánek,A.: Príručka nízkofrekvenčnej techniky.SVTL, Bratislava 1965
[7] Felix,J.: Rádce pracovníka se zvukem. SNTL Praha, 1965
[8] Jurkovič,K.-Zodl,J.: Príručka nízkofrekvenčnej obvodovej techniky. Alfa, Bratislava
1978
[9] Budínský,J.: Nízkofrekvenční tranzistorové zesilovače. SNTL,Praha 1961
[10] Čermák,J.-Navrátil,J.: Tranzistorová technika. SNTL,Praha 1972
[11] Smetana,C.: Stereofonie. SNTL Praha 1961
[12] Lukeš,J.: Věrný zvuk. SNTL Praha, 1962
[13] Vrba,K.-Vrba.K.: Technika analogových obvodů.SNTL,Praha-skripta VUT 1983
[14] Punčochář,J.: Operační zesilovače v elektronice. BEN, Praha 1997
[15] Svatoš,J.: Eletkronika nízkofrekvenčních zařízení. Skripta ČVUT, Praha 1978
[16] Dostál,J.: Operační zesilovače. SNTL, Praaha 1981
[17] Hrubý,J.-Novák,M.: Mikroelektronické filtry RC se zesilovači.Academia, Praha 1982
[18] Novák,M.-Vlček,M.: Syntéza přenosových funkcí select.soustav. Academia, Praha
1982
[19] Smetana,C.: Korektory. SNTL, Praha 1965
[20] Aksenov,A.: Chlazení polovodičových součástek. SNTL, Praha 1975
[21] Elbert,S.-Mathonet,P.: Odvod tepla z elektronických zařízení. SNTL Praha 1983
[22] Blesser,B.: Digitalisation on Audio. JAES 1978 č. 10
[23]Kadlec,F.: Diskrétní zpracování akustických signálů. Slaboproudý obzor
1979,roč.40,č.8,str.377 - 383
[24] Salava,T.: Přehrávače číslicových zvukových desek systému CD. SNTN Praha 1991
[25] Salava,T.: Číslicová zvuková technika. Edice bývalého Svazarmu, řada 3,1989
[26] Adámek,J.: Kódování. SNTL,Praha 1989
[27] Watkinson,J.: Inside R-DAT. Hi-fi News § Record Review june 1987, str. 31 - 38
[28] Vít,V.: Televizní vysílání s komprimovaným číslicovým signálem. Amatérské radio B,
1996, č.4 a č. 5
[29] AMA: Digitální záznam na kazetu DCC. Sdělovaí technika 1992,č.4,str.130
[30] Hoogendoor,A.: Digital Compact Cassette. Proc. of the IEEE, vol.82,No 10, oct.1994
[31] Jiráček,M.: Minidisk Sony. Sdělovací technika 1992, č.2, str. 64 - 65
[32] Yoshida,T.: The rewritable MiniDisc System. Proc. of the IEEE, vol. 82, No.10, oct.1994
[33] kol.: Digitální rozhlas. Sborník konference Unit Pardubice,1996
[34] Nechanický,V.: Digitální rozhlas DAB. Amatérské radio A, 1997, č. 3 a 4
[35] Wylie,F.: Digital audio data compression. Electronic § Communic. Engee. Journal,febr.
1995, str.5 - 10
[36] Jiráček,M.: DVD disk – univerzální disk. Sdělovací technika 1997, č.5, str.7 - 9
[37] Jedlička,M.: Digitální televize a multimedia. VTM 1997, č.2, str. 30 - 33
[38] Floch,B a kol.: Coded Orhogonal Frequency Division Multiplex. Proc. of the IEEE, vod.
83, No. june, 1995
[39] kol.: Dolby AC – 3. Stereo § Video září 1995, str. 19 - 20
[40] Hliňák,J.: Základy digitálního rozhlasového vysílání. Rozhlasové a televízní technika
1992, č. 3, str. 86 - 97
[41] Fuma,M.-Kawahara,K.: Based on ATRAC for MiniDisc . IEEE Trans. On Consum.
Electronic. 1993, vol.39, č.3, str. 356 - 363
[42] Sýkora B.: Příběh jménem MiniDisc. Stereo § Video 1997, č.12, str. 7 - 13
[43] Kubec,T.: MP 3 a domácí audiosystém. Stereo § Video 1999, č.10, str. 9 - 15
[44] Flohr,M.: Nenasytný kotouček. Chip, 1998, č.6, str. 40 - 44
112
[45] kol.: DVD přichází… Stereo § Video 1997, č.6, str. 8 - 15
[46] Jejkal,R.: Moderní nosiče pro distribuci zvukových záznamů. Top Audio. 1999, str. 85 91
[47] www.dvd-audio.co.uk
[48] www.discusa.com
[49] www.licensing.philips.com
[50] www. daisy-laser.com
Obsah
1. Elektromechanický záznam …………………………………………………….2
1.1.
Základní pojmy…………………………………………………………… 2
1.2.
Ztráty a zkreslení …………………………………………………………. .3
2. Optický záznam…………………………………………………………………4
3. Magnetický záznam…………………………………………………………….6
3.1 Úvod……………………………………………………………………………6
3.2. Snímání magnetofonového záznamu…………………………………………..9
3.3. Ztráty a zkreslení magnet. Záznamu………………………………………….10
3.4. Vlastnosti magnetofonových pásků…………………………………………. 13
3.5. Měření a nastavování magnetofonů…………………………………………..13
4. Zpracování nízkofrekvenčních signálů………………………………………...14
4.1.
Vstupní zesilovače, šumové vlastnosti…………………………………….14
4.2.
Ostatní druhy rušení………………………………………………………
4.3.
teplotní drifty nf. stupňů………………………………………………….. 18
4.4.
Statika nf. obvodů…………………………………………………………19
4.5.
Řešení dynamických vlastností zesilovačů……………………………….. 20
4.6.
Kapacitní vazba………………………………………………………….. 23
4.7.
Horní mezný kmitočet stupňů……………………………………………. 25
4.8.
Teorie zpětné vazby……………………………………………………… 27
4.9.
Vliv zpětné vazby na vlastnosti zesilovačů………………………………..30
4.10. Zvláštní případy zpětné vazby……………………………………………. 33
Početní příklady……………………………………………………………35
4.11. Vícestupňové korekční zesilovače………………………………………..
5. Operační zesilovače v nízkofrekvenční elektronice……………………………46
5.1.
Základní obvody s operačními zesilovači…………………………………..47
5.2.
Některé dynamické vlastnosti operačních zesilovačů………………………49
6. Korekce a korekční zesilovače…………………………………………………50
6.1.
Pasivní korektor hloubek………………………………………………..…51
6.2.
Pasivní korektor výšek…………………………………………………….53
6.3.
Sdružený pasivní korektor…………………………………………………55
6.4.
Aktivní (zpětnovazební) korektor…………………………………………57
6.5.
Vícenásobné (pásmové) korektory………………………………………..57
7. Zvláštní zesilovače…………………………………………………………….59
7.1. Zařízení na redukci šumu………………………………………………….60
8. Koncové zesilovače……………………………………………………………63
8.1.
Můstkový koncový zesilovač………………………………………………63
8.2.
Úsporná zapojení koncových zesilovačů…………………………………..68
8.3.
Reálné podmínky činnosti koncových zesilovačů…………………………69
8.4.
Koncepce koncových zesilovačů………………………………………….72
8.5.
Grafické řešení koncových zesilovačů…………………………………….73
113
8.6.
Chlazení a tepelný režim koncových zesilovačů…………………………77
8.7.
Moderní metody hodnocení koncových zesilovačů………………………79
9. Vícekanálové soustavy……………………………………………………….80
9.1.
Regulární soustavy……………………………………………………….80
9.2.
Neregulární soustavy……………………………………………………..81
10. Digitální zpracování zvukových signálů………………………………………85
10.1. Diskrétní zpracování akustických signálů…………………………………86
10.2. Digitální systémy bez redukce datového toku…………………………….88
10.2.1. Soustava Compact disc CD-DA………………………………………….88
10.2.2. Formát CD-ROM…………………………………………………………93
10.2.3. Páskové digitální systémy bez redukce datového toku
a) R-DAT ………………………………………………………………94
10.3. Redukce datového toku…………………………………………………..97
a) Kazetová soustava Philips DCC………………………………………101
b) Minidisc Sony…………………………………………………………102
c) Digitální rozhlas DAB…… …………………………………………..104
10.4. Náznak perspektivy oboru………………………………………………..106
a) Formát DVD-Audio………………………………………………….108
b) Super audio CD ……………………………………………………...109
Seznam literatury…………………………………………………………………….111
Obsah………………………………………………………………………………..113
114
Název
Autor
Vydání
Vyšlo
Vydavatel
ISBN
Nízkofrekvenční elektronika
Doc.Ing.Vlastislav Novotný,CSc
první
2002
Vysoké učení technické v Brně, Ústav radioelektroniky
80-214-2234-3
115
116
Download

NÍZKOFREKVENČNÍ ELEKTRONIKA